一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络的制作方法

本发明涉及电子技术领域，尤其涉及适用于双频带载波聚合的复阻抗网络。

背景技术：

在无线通信系统中，载波聚合(carrieraggregation，ca)可以将至少两个连续或者不连续的载波聚合在一起，实现较大的传输带宽，有效提高了上下行传输速率。载波聚合可以包括三种模式：带内连续聚合、带内不连续聚合、带间不连续聚合。蜂窝无线通信系统中的lte标准已经采用了载波聚合技术，对射频电路的设计提出了新的挑战。对于载波聚合的接收机而言，接收到的有用信号分布在至少两个连续或分散的频带中，阻塞信号分布在有用信号附近。阻塞信号有可能驱使接收机饱和，从而降低信噪比，因此接收机需要具备充分过滤阻塞信号的能力，从而把信号强度较弱的有用信号解调出来，同时还应具有一定的可控性以方便灵活使用。

目前，以图1所示的载波聚合接收机的电路示意图为例，载波聚合接收机的实现方法之一是使用低中频镜像抑制结构。首先，通过天线接收两路载波聚合射频信号；低噪声放大器lna(英文全称：lownoiseamplifier)与天线相连接，用于放大接收到的信号，并抑制后级电路的噪声；两路并行的正交混频器与低噪声放大器相连接，这两路正交混频器可将射频有用信号正交下变频，驱动正交混频器的本振信号的频率刚好位于天线接收到的两路射频载波信号频率的中间，两路正交混频器的输出为低中频信号；镜像抑制处理模块(英文全称：low-ifimagerejectionblock)与正交混频器相连接，可将两路低中频有用信号分别解调出来，通过并行的两路分别输出。上述载波聚合接收机的实现方法需要在低噪声放大器之前增加片外带通滤波器，以抑制阻塞信号的干扰，保证接收机的有效工作，但是，片外滤波器体积大，且比较昂贵，同时带来插入损耗和信噪比的下降。

技术实现要素：

本申请提供一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络，可有效抑制阻塞信号，并降低成本。

第一方面提供了一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络，包括第一阻抗单元、第二阻抗单元以及n路跨导单元，其中，第一阻抗单元的一端与第二阻抗单元的一端连接，第一阻抗单元通过n路正交本振信号驱动，各路正交本振信号在时间上互不交叠，各路正交本振信号的占空比为1/n，n＝4n，n为正整数。第二阻抗单元的另一端与地连接，第二阻抗单元通过同样的n路正交本振信号驱动。各路跨导单元与第二阻抗单元连接，不同跨导单元的一端与第二阻抗单元中的不同中间节点连接，不同跨导单元的另一端与第二阻抗单元中的不同中间节点连接，n路跨导单元用于对正交本振信号进行复数信号处理。

在该技术方案中，适用于双频带载波聚合的复阻抗网络可以作为阻抗zin，第一阻抗单元通过n路正交本振信号驱动，电容在基带频率处的输入阻抗特性被平移到了射频频率处，即通过第一阻抗单元输入的正交本振信号的频率为第一中心频率。第二阻抗单元通过同样的n路正交本振信号驱动，n路跨导单元通过复数信号处理技术，首先在基带频率处将电容的阻抗特性平移，然后通过正交本振信号的驱动将此平移后的阻抗特性上变频到射频频率处，即通过第二阻抗单元输入的正交本振信号的频率加上基带频率的偏移量为第二中心频率。第一中心频率和第二中心频率处为高阻抗，第一中心频率和第二中心频率以外的频率处为低阻抗，而有用信号位于第一中心频率和第二中心频率处，阻塞信号位于第一中心频率和第二中心频率以外的频率处，则有用信号通过此适用于双频带载波聚合的复阻抗网络的衰减可忽略不计，而阻塞信号则得到了有效的抑制。适用于双频带载波聚合的复阻抗网络无需增加片外滤波器，可降低成本。

在第一种可能的实现方式中，第一阻抗单元包括n个n型金属-氧化物-半导体场效应晶体管(n-metal-oxide-semiconductor，nmos管)和n个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，各个nmos管的漏极相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端与第二阻抗单元连接；或者各个nmos管的源级相连接，各个nmos管的漏极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端与第二阻抗单元连接。

结合第一方面可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，第二阻抗单 元包括n个nmos管和n个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，各个nmos管的漏极相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端与地连接；或者各个nmos管的源级相连接，各个nmos管的漏极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端与地连接。

结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，第二阻抗单元包括n个中间节点，中间节点位于nmos管与对应的可调电容相连接的电路上，当1≤m≤3n时，第m路跨导单元的一端与第m个中间节点连接，第m路跨导单元的另一端与第m+n个中间节点连接；当3n+1≤m≤4n时，第m路跨导单元的一端与第m个中间节点连接，第m路跨导单元的另一端与第m-3n个中间节点连接。

结合第一方面可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，跨导单元至少包括2个nmos管和2个p型金属-氧化物-半导体场效应晶体管(p-metal-oxide-semiconductor，pmos管)，nmos管与开关一一对应，pmos管与开关一一对应，nmos管包括第一nmos管或者第二nmos管，pmos管包括第三pmos管或者第四pmos管。第一nmos管的栅极分别与第二nmos管的栅极、第三pmos管的栅极以及第四pmos管的栅极连接，第一nmos管的漏极与分别与第二nmos管的漏极、第三pmos管的漏极以及第四pmos管的漏极连接，第一nmos管的源极与对应的开关的一端连接，第一nmos管对应的开关的另一端与电源负极连接，第一nmos管的栅极用于输入电压形式的信号，第一nmos管的漏极用于输出电流形式的信号。第二nmos管的源极与对应的开关的一端连接，第二nmos管对应的开关的另一端与电源负极连接。第三pmos管的源极与对应的开关的一端连接，第三pmos管对应的开关的另一端与电源正极连接。第四pmos管的源极与对应的开关的一端连接，第四pmos管对应的开关的另一端与电源正极连接。

结合第一方面可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，适用于双频带载波聚合的复阻抗网络集成得到片内滤波器，片内滤波器与信号通路并联。

结合第一方面可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，适用于双频带载波聚合的复阻抗网络置于放大器的中间节点上。

结合第一方面的第六种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，放大器包括第一nmos管和第二nmos管。第一nmos管的源极与电源负极连接，第一nmos管的漏极分别与适用于双频带载波聚合的复阻抗网络以及第二nmos管的源极连接，第一nmos管的栅极用于输入信号。第二nmos管的漏极与负载的一端连接，第二nmos管的漏极用于输出信号。负载的另一端与电源正极连接。

结合第一方面或者第一方面的第一种至第七种中任一种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，第一阻抗单元和第二阻抗单元通过n路正交本振信号驱动，适用于双频带载波聚合的复阻抗网络在射频频率处的等效输入阻抗包括两个中心频率，两个中心频率为两个载波承载的有用信号对应的频率，两个中心频率以外的频率为阻塞信号对应的频率，适用于双频带载波聚合的复阻抗网络在两个中心频率处为高阻抗特性，两个中心频率以外的频率处为低阻抗特性，则通过适用于双频带载波聚合的复阻抗网络可以输出有用信号，并抑制阻塞信号。

结合第一方面的第八种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，两个中心频率之间的偏移量通过跨导单元的等效跨导值和第二阻抗单元中的可调电容确定，各个中心频率处的阻抗由n的取值和适用于双频带载波聚合的复阻抗网络的接入节点处的等效输出阻抗确定，两个中心频率以为的频率的阻抗通过第一阻抗单元中的nmos管的导通电阻和第二阻抗单元中的nmos管的导通电阻确定，中心频率的带宽通过第一阻抗单元中的可调电容和第二阻抗单元中的可调电容确定。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例中提供的一种载波聚合接收机的电路示意图；

图2是本发明实施例中提供的一种双频带滤波器的电路示意图；

图3是本发明实施例中提供的一种放大器的电路示意图；

图4是本发明实施例中提供的一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络的框架示意图；

图5是本发明实施例中提供的一种正交本振信号的分布示意图；

图6是本发明实施例中提供的一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络的电路示意图；

图7是本发明另一实施例中提供的一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络的电路示意图；

图8是本发明实施例中提供的一种跨导单元的电路示意图；

图9是本发明实施例中提供的一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络在射频频率处的等效输入阻抗的分布示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚地描述。

请参见图2，图2是本发明实施例中提供的一种双频带滤波器的电路示意图，如图所示本发明实施例中的适用于双频带载波聚合的复阻抗网络可以集成得到片内滤波器，该片内滤波器与信号通路并联。

具体实现中，可以将适用于双频带载波聚合的复阻抗网络并联接入到信号通路中，例如将适用于双频带载波聚合的复阻抗网络接入到接收机中低噪声放大器之前，即可实现高品质因数的双频带滤波器。适用于双频带载波聚合的复阻抗网络可以集成得到片内滤波器，从而避免了片外滤波器的使用。

请参见图3，图3是本发明实施例中提供的一种放大器的电路示意图，如图所示本发明实施例中的适用于双频带载波聚合的复阻抗网络可以置于放大器的中间节点上。

其中，放大器包括第一nmos管和第二nmos管。第一nmos管的源极与电源负极连接，第一nmos管的漏极分别与复阻抗网络以及第二nmos管的源极连接，第一nmos管的栅极用于输入信号。第二nmos管的漏极与负载的一端连接，第二nmos管的漏极用于输出信号。负载的另一端与电源正极连接。

具体实现中，将适用于双频带载波聚合的复阻抗网络并联接入放大器中， 可实现对两个中心频率以外的其它频率信号的抑制，或者说完成了双频带的放大，使原来的放大器成为带宽可调的双频带放大器。该放大器包含共源共栅放大单元，共源共栅也就是说一个共栅mos管叠加在了一个共源mos管之上，信号由共源mos管的栅极输入，由共栅mos管的漏极输出。将此双频带载波聚合的复阻抗网络并行接入共源共栅mos管的中间节点上，这样对于整个电路来说，电压增益就表现出了双频带的特性，也就是说完成了双频带的放大。

请参见图4，图4是本发明实施例中提供的一种适用于双频带载波聚合的复阻抗网络的框架示意图，如图所示本发明实施例中的适用于双频带载波聚合的复阻抗网络由第一模块和第二模块串联而成。

其中，第一模块由多通路滤波器(n-pathfilter)组成，第一模块即第一阻抗单元，第一阻抗单元通过n路正交本振信号驱动，输入第一阻抗单元的正交本振信号的频率为第一中心频率，即flo。第二模块的一端与第一模块连接，第二模块的另一端与地连接，第二模块包括第二阻抗单元和n路跨导单元，第二阻抗单元由多通路滤波器组成，n路跨导单元与第二阻抗单元并联，即不同跨导单元的一端与第二阻抗单元中的不同中间节点连接，不同跨导单元的另一端与第二阻抗单元中的不同中间节点连接，第二模块通过相同的n路正交本振信号驱动，第二中心频率的大小为flo+δf，第一中心频率和第二中心频率之间的偏移量为δf。

其中，如图5所示，各路正交本振信号在时间上互不交叠，各路正交本振信号的占空比为1/n，n＝4n，n为正整数。flo＝1/t，t为n路正交本振信号的时间周期。例如，n＝1时，n＝4，各路正交本振信号的占空比为1/4。又如，n＝2时，n＝8，各路正交本振信号的占空比为1/8。

其中，如图6所示，第一阻抗单元包括n个nmos管和n个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，各个nmos管的漏极相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端相连接。例如，n＝1时，n＝4，第一阻抗单元包括4个nmos管和4个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，第一nmos管的栅极输入第一路正交本振信号，第二nmos管的栅极输入第二路正交本振信号，第三nmos管的栅极输入第三路正交本振信号，第四nmos管的栅极输入 第四路正交本振信号，各个nmos管的漏极相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接，各个可调电容的另一端相连接。

具体实现中，第一模块在n路正交本振信号的驱动下，电容在基带频率处的输入阻抗特性被平移到了射频频率处，即flo，实现了高品质因数的射频阻抗网络。

第二阻抗单元包括n个nmos管和n个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，各个nmos管的漏极相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端相连接。例如，n＝1时，n＝4，第二阻抗单元包括4个nmos管和4个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，第一nmos管的栅极输入第一路正交本振信号，第二nmos管的栅极输入第二路正交本振信号，第三nmos管的栅极输入第三路正交本振信号，第四nmos管的栅极输入第四路正交本振信号，各个nmos管的漏极与第一阻抗单元中各个可调电容的另一端相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接，各个可调电容的另一端与地连接。

第二阻抗单元中各个nmos管的源极和对应的可调电容的一端之间包含一个中间节点，当1≤m≤3n时，第m路跨导单元的一端与第m个中间节点连接，第m路跨导单元的另一端与第m+n个中间节点连接；当3n+1≤m≤4n时，第m路跨导单元的一端与第m个中间节点连接，第m路跨导单元的另一端与第m-3n个中间节点连接。例如，n＝1时，n＝4，第一nmos管的源极和对应的可调电容的一端之间的中间节点为p1，第二nmos管的源极和对应的可调电容的一端之间的中间节点为p2，第三nmos管的源极和对应的可调电容的一端之间的中间节点为p3，第四nmos管的源极和对应的可调电容的一端之间的中间节点为p4，第一跨导单元的一端与p1连接，第一跨导单元的另一端与p2连接；第二跨导单元的一端与p2连接，第二跨导单元的另一端与p3连接；第三跨导单元的一端与p3连接，第三跨导单元的另一端与p4连接；第四跨导单元的一端与p4连接，第四跨导单元的另一端与p1连接。又如，n＝2时，n＝8，第m个nmos管的源极和对应的可调电容的一端之间的中间节点为pm，第一跨导单元的一端与p1连接，第一跨导单元的另一端与p3连接；第二跨导单元的一端与p2连接，第二跨导单元的另一端与p4连接；第三跨导单元的一端与p3连接，第三跨导单元的另一端 与p5连接；第四跨导单元的一端与p4连接，第四跨导单元的另一端与p6连接；第五跨导单元的一端与p5连接，第五跨导单元的另一端与p7连接；第六跨导单元的一端与p6连接，第六跨导单元的另一端与p8连接；第七跨导单元的一端与p7连接，第七跨导单元的另一端与p1连接；第八跨导单元的一端与p8连接，第八跨导单元的另一端与p2连接。

具体实现中，各路跨导单元的输入输出都连接在第二阻抗单元的不同中间节点上。各路跨导单元的功能是把电压转化为电流输出。不同跨导单元的输入级都连接在不同的中间节点上，不同跨导单元的输出级也都连接在了不同的中间节点上。对于各路跨导单元，输入节点对应支路的本振信号和输出节点对应支路的本振信号的相位相差90度。各路跨导单元输入节点对应支路的本振信号的相位同时超前于该路跨导单元输出节点对应支路的本振信号相位，或者各路跨导单元输入节点对应支路的本振信号的相位同时滞后于该路跨导单元输出节点对应支路的本振信号相位。加入了跨导单元的这种技术就称作复数信号处理技术，其目的在于通过复数信号处理，把电容在基带频率处的阻抗平移到另一个射频频率处，即flo+δf，实现了高品质因数且中心频率可调的射频阻抗网络。

可选的，如图7所示，第一阻抗单元包括n个nmos管和n个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，各个nmos管的源极相连接，各个nmos管的漏极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端相连接。

进一步的，第二阻抗单元包括n个nmos管和n个可调电容，nmos管和可调电容一一对应，各个nmos管的源极相连接，各个nmos管的漏极与对应的可调电容的一端连接，不同nmos管的栅极输入不同正交本振信号，各个可调电容的另一端相连接。

第二阻抗单元中各个nmos管的漏极和对应的可调电容的一端之间包含一个中间节点，当1≤m≤3n时，第m路跨导单元的一端与第m个中间节点连接，第m路跨导单元的另一端与第m+n个中间节点连接；当3n+1≤m≤4n时，第m路跨导单元的一端与第m个中间节点连接，第m路跨导单元的另一端与第m-3n个中间节点连接。

在可选实施例中，nmos管用于实现开关的功能，nmos管的源级和漏极的电位相同，所以无需区分源级和漏极。也就是说，第一阻抗单元中各个nmos 管的漏极相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接；或者各个nmos管的源级相连接，各个nmos管的漏极与对应的可调电容的一端连接。进一步的，各个nmos管的漏极相连接，各个nmos管的源极与对应的可调电容的一端连接；或者各个nmos管的源级相连接，各个nmos管的漏极与对应的可调电容的一端连接。具体不受本发明实施例的限制。

其中，以图8所示，跨导单元(gm-cell)至少包括2个nmos管和2个pmos管，nmos管与开关一一对应，pmos管与开关一一对应，nmos管包括第一nmos管或者第二nmos管，pmos管包括第三pmos管或者第四pmos管；第一nmos管的栅极分别与第二nmos管的栅极、第三pmos管的栅极以及第四pmos管的栅极连接，第一nmos管的漏极与分别与第二nmos管的漏极、第三pmos管的漏极以及第四pmos管的漏极连接，第一nmos管的源极与对应的开关的一端连接，第一nmos管对应的开关的另一端与电源负极连接，第一nmos管的栅极用于输入电压形式的信号，第一nmos管的漏极用于输出电流形式的信号；第二nmos管的源极与对应的开关的一端连接，第二nmos管对应的开关的另一端与电源负极连接；第三pmos管的源极与对应的开关的一端连接，第三pmos管对应的开关的另一端与电源正极连接；第四pmos管的源极与对应的开关的一端连接，第四pmos管对应的开关的另一端与电源正极连接。各路跨导单元的跨导指的是该跨导单元的输出电流与该跨导单元的输入电压的比值。

具体实现中，通过第一模块和第二模块的串联，并且在n路正交本振信号的驱动下，此复阻抗网络在射频频率处的等效输入阻抗如图9所示，等效的输入阻抗有两个峰值，其中一个峰值对应的频率即为本振信号的频率，另一个峰值对应的频率相对于本振信号频率有一定偏移。两个峰值对应的频率之间的偏移量，即δf，由n路跨导单元的等效跨导值和第二阻抗单元的可调电容确定。两个峰值对应的频率处的阻抗较大，由n的取值和此复阻抗网络接入节点处的等效输出阻抗确定。两个峰值对应的频率以外的频率的阻抗通过第一阻抗单元中的nmos管的导通电阻和第二阻抗单元中的nmos管的导通电阻确定。两个频带的阻抗峰值都有很高的品质因数，可以通过改变第一阻抗单元中可调电容和第二阻抗单元中可调电容来改变此品质因数的大小。第一中心频率的带宽可以通过第一阻抗单元中的可调电容确定，第二中心频率的带宽可以通过第二阻 抗单元中的可调电容确定。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包括于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不是必须针对相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。