比较器及张弛振荡器的制作方法

本发明涉及振荡器领域，具体的，涉及一种应用于振荡器中的比较器，以及应用该比较器的基于自举技术的张弛振荡器。

背景技术：

所有需要时钟信号的单片集成电路设备都需要时钟源提供时钟信号，主流的时钟源有片外晶体振荡器、片上谐波振荡器、片上环形振荡器和片上张弛振荡器，晶体振荡器因为其良好的频率精确度和稳定性而被广泛应用。随着物联网设备、可穿戴设备和医疗植入式设备的发展，市场对电子设备的可集成性的需求越来越高、功耗控制的要求越来越苛刻、成本降低的渴望越来越强，因此片上可集成振荡器的性能需要被大幅提升以替代晶体振荡器同时满足不断提高的市场需求。张弛振荡器因为功耗较低、频率易控、结构简单而被广泛的应用和研究。

公开号CN104124921A的中国发明专利申请公开了名为“基于电流模比较器的低压低功耗CMOS张弛振荡器及方法”的发明创造，该张弛振荡器使用两个电容避免了电容放电的延迟时间对频率稳定性的影响，但是电容电路版图的面积增加了一倍，使得成本增加。同时，SR锁存器输入端的阈值电压存在失调且还会受到温度的影响，一旦失调电压或者温度变化导致阈值电压变大，使频率精度和稳定性都会变差。此外，在振荡时每半个周期都会对一个电容充电一个电容放电，然后交替进行。在器对某一电容放电时，充电电流源仍然提供电流。所以在任何时刻振荡主电路在电容上消耗的电流都是两倍电容充电电流，使得电流利用率低、功耗较大。

此外，公开号CN103338026A的中国发明专利申请公开了名为“张弛振荡器”的发明创造，该振荡器为了提升对温度的频率稳定性，采用了温度系数互补的P型多晶电阻和N型多晶电阻，其中N型多晶电阻的单位阻值较低，增大了电路版图中电阻所占用的面积，导致成本增加。为了消除比较器和电流模比较器的失调电压，该振荡器设计了较为复杂的比较器结构和开关切换单元，同时为了配合控制切换单元，又设计了较为复杂的时钟产生器，增加了电路的复杂度，延长了开发周期。同时，由于电压信号经过比较器和时钟产生器时，回路延迟较长，导致在周期内加入了较长的非理想延迟，非理想延迟时间易受到温度和电压的影响，从而导致频率稳定性受到限制。此外，比较器需要借助运算放大器为比较级提供电压，且为了得到良好的性能，比较级需要消耗静态电流，因而导致振荡电路的功耗较高。另外，振荡器在振荡时，每半个周期会对电容充电一次，紧接着立刻放电，再进行下半个周期的充电。所以在任何时刻振荡器主电路在电容上消耗的电流都是一倍电容充电电流，电流利用率较低。

技术实现要素：

本发明的主要目的是提供一种结构简单，且能够减少功耗的比较器。

本发明的另一目的是提供一种降低生产成本、缩短开发周期、提升频率稳定性以及实现超低功耗的张弛振荡器。

为了实现上述主要目的，本发明提供的比较器包括比较器电路，比较器电路包括电流模比较器电路，电流模比较电路包括第一电流模比较电路和第二电流模比较电路，第一电流模比较电路与第二电流模比较电路均与比较器电路的第一输入端及第二输入端电连接；第一电流模比较电路包括两个N型MOS管，两个N型MOS管的栅极相互电连接，第二电流模比较电路包括两个P型MOS管，两个P型MOS管的栅极相互电连接。

由上述方案可见，本发明的比较器采用共栅极连接的MOS管作为电流模比较电路，在不消耗额外功耗的同时提供电压放大效果，提高电路的性能。

一个方案中，比较器电路还包括反相器电路，电流模比较电路向反相器电路发送电压信号；反相器电路包括第一反相器和第二反相器，第一反相器和第二反相器串联连接；第一电流模比较电路的输出端与第二电流模比较电路的输出端分别与第一反相器的输入端电连接。

由此可见，本发明的比较器使用最简单的数字逻辑反相器来实现比较器和数字控制逻辑的产生，降低了电路的复杂度，同时也降低了电路的功耗。此外，采用电流模比较器和反相器配合使用可使比较器在工作过程中自动消除失调电压和温度变化的影响。

另一个方案中，比较器电路还包括电压比较电路，第一电流模比较电路或第二电流模比较电路向电压比较电路的反相输入端输入第一电压信号，第一电流模比较电路或第二电流模比较电路向电压比较电路的同相输入端输入第二电压信号。

由此可见，比较器电路中使用常规的电压比较电路，可缩短电路开发周期。

为了实现上述另一目的，本发明提供的张弛振荡器包括张弛振荡电路，张弛振荡电路包括比较器，比较器包括比较器电路，比较器电路包括电流模比较器电路，电流模比较电路包括第一电流模比较电路和第二电流模比较电路，第一电流模比较电路与第二电流模比较电路均与比较器电路的第一输入端及第二输入端电连接；第一电流模比较电路包括两个N型MOS管，两个N型MOS管的栅极相互电连接，第二电流模比较电路包括两个P型MOS管，两个P型MOS管的栅极相互电连接。

由上述方案可见，本发明的张弛振荡器通过使用结构简单，功耗低的比较器，可降低生产成本、缩短开发周期以及实现超低功耗的张弛振荡器。

一个方案中，比较器电路还包括反相器电路，电流模比较电路向反相器电路发送电压信号；反相器电路包括第一反相器和第二反相器，第一反相器和第二反相器串联连接；第一电流模比较电路的输出端与第二电流模比较电路的输出端分别与第一反相器的输入端电连接。

由上述方案可见，反相器电路可根据电流模比较器的输出电压产生量化的电压信号，用以控制电容的充放电进程。

另一个方案中，比较器电路还包括电压比较电路，第一电流模比较电路或第二电流模比较电路向电压比较电路的反相输入端输入第一电压信号，第一电流模比较电路或第二电流模比较电路向电压比较电路的正相输入端输入第二电压信号。

由此可见，在电流模比较器的输出端接入常见的电压比较电路，可使振荡电路更容易实现。

进一步的方案中，张弛振荡电路还包括阈值电压产生电路以及电容充放电电路，阈值电压产生电路向比较器电路的第一输入端输入阈值电压信号，电容充放电电路向电压比较电路的第二输入端输入电容电压信号。

由此可见，本发明的张弛振荡器通过比较器比较阈值电阻与电容参考端的电压，并输出控制电压，用以控制电容的充放电进程。

进一步的方案中，阈值电压产生电路包括第一电流源、第二电流源以及阈值电阻，第一电流源通过第一开关元件与阈值电阻电连接，第二电流源通过第二开关元件与阈值电阻电连接。电容充放电电路包括第三电流源、第四电流源以及电容，第三电流源通过第三开关元件与电容电连接，第四电流源通过第四开关元件与电容电连接。

由此可见，阈值电压产生电路和电容充放电电路均分别设置有两个电流源，使得在电容充放电过程中均有电流源工作。

进一步的方案中，第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件与第四开关元件分别与电压比较电路的输出端电连接。电压比较电路的输出端与阈值电阻和电容之间的支路电连接。第一电流源和第三电流源分别与电源线电连接，第二电流源和第四电流源分别与地线电连接。

由此可见，本发明的张弛振荡器通过将比较器的输出电压反馈到阈值电阻和电容之间的支路，使得电容充放电的电压范围增加，并且电容经过充电后，还利用已有电荷进行放电，提高了电流利用率。

优选的方案中，第一电流源、第二电流源、第三电流源和第四电流源分别包括一个MOS管，第一电流源的MOS管与第三电流源的MOS管共栅极连接，第二电流源的MOS管与第四电流源的MOS管共栅极连接。

由上述方案可见，这种较为简单的电流源就能够适用于本发明，使得本发明的设计复杂度降低。

附图说明

图1是本发明张弛振荡器第一实施例的张弛振荡器电路电原理图。

图2是本发明张弛振荡器第二实施例的张弛振荡器电路电原理图。

图3是本发明张弛振荡器第二实施例的张弛振荡器电路中电容C2参考端电压V_C2的电压输出波形示意图。

图4是本发明张弛振荡器第三实施例的张弛振荡器电路电原理图。

以下结合附图及实施例对本发明作进一步说明。

具体实施方式

本发明的张弛振荡器是基于自举技术的张弛振荡器，本发明可应用于振荡器的设计中，还可应用于单片集成芯片的设计中。

第一实施例：

如图1所示，图1为本发明张弛振荡器的一个实施例的张弛振荡器电路电原理图。从图中可以看出，该振荡器的张弛振荡器电路包括阈值电压产生电路1、电容充放电电路2以及比较器电路3，阈值电压产生电路1向比较器电路3的反相输入端输入阈值电压信号，电容充放电电路2向比较器电路3的同相输入端输入电容电压信号。阈值电压产生电路1包括第一电流源I1、第二电流源I2以及阈值电阻R1，第一电流源I1通过第一反相开关元件SW1向阈值电阻R1施加电流（即，电流从第一电流源I1经过第一反相开关元件SW1流向阈值电阻R1），第二电流源I2通过第一同相开关元件SW2向阈值电阻R1抽取电流（即，电流从阈值电阻R1经过第一同相开关元件SW2流向第二电流源I2）。电容充放电电路2包括第三电流源I3、第四电流源I4以及电容C1，第三电流源I3通过第二反相开关元件SW3向电容C1施加电流（即，电流从第三电流源I3经过第二反相开关元件SW3流向电容C1），第四电流源I4通过第二同相开关元件SW4向电容C1抽取电流（即，电流从电容C1经过第二同相开关元件SW4流向第四电流源I4）。其中，第一电流源I1和第三电流源I3分别与电源线VDD电连接，第二电流源I2和第四电流源I4分别与地线GND电连接。第一反相开关元件SW1、第一同相开关元件SW2、第二反相开关元件SW3和第二同相开关元件SW4分别与比较器电路3的输出端电连接，并接收输出端电压反馈信号。此外，比较器电路3的输出端与阈值电阻R1和电容C1之间的支路电连接。

阈值电压产生电路1设置有第一电流源I1和第二电流源I2、使能电平相反的第一反相开关元件SW1和第一同相开关元件SW2以及阈值电阻R1。第一反相开关元件SW1导通时第一同相开关元件SW2截止，第一电流源I1可以和阈值电阻R1建立一个为I1×R1的压差；反之，第二电流源I2可以和阈值电阻R1建立一个为I2×R1的压差。

电容充放电电路2设置有第三电流源I3和第四电流源I4、使能电平相反的第二反相开关元件SW3和第二同相开关元件SW4以及电容C1。第二反相开关元件SW3导通时第二同相开关元件SW4截止，第三电流源I3可以为电容C1充电；反之，第四电流源I4可以为电容C1放电。

比较器电路3对阈值电阻R1产生的阈值电压V_R1和电容C1充放电节点的电压V_C1进行比较，根据比较结果输出为电源线VDD端电压或为地线GND端电压的控制电压V_out1，控制电压V_out1用来控制阈值电阻R1和电容C1的参考端电压和开关的导通状态。

为了进一步的描述本发明张弛振荡器电路的工作情况，张弛振荡器电路的工作原理如下：

假设初始电容C1未充电，且V_out1为地线GND电压V_GND。首先，使第一反相开关元件SW1、第二反相开关元件SW3导通，阈值电压V_R1由第一电流源I1建立，电容C1由第三电流源I3充电，电容电压V_C1上升。当电容电压V_C1超过阈值电压V_R1时，控制电压V_out1变为电源电压V_DD，将电阻R1和电容C1的参考端变为电源电压V_DD实现自举，此时，控制电压V_out1处于高电平状态，第一反相开关元件SW1、第二反相开关元件SW3在控制电压V_out1高电平时截止，第一同相开关元件SW2、第二同相开关元件SW4在控制电压V_out1高电平时导通。此时阈值电压V_R1由第二电流源I2建立，电容电压V_C1经自举后变为V_R1+V_DD并由第四电流源I4放电，电容电压V_C1下降。当电容电压V_C1低于阈值电压V_R1时，比较器输出控制电压V_out1变为地线电压V_GND，将电阻R1和电容C1的参考端变为地线电压V_GND实现自举，此时，控制电压V_out1处于低电平状态，第一反相开关元件SW1、第二反相开关元件SW3在控制电压V_out1低电平时导通，第一同相开关元件SW2、第二同相开关元件SW4在控制电压V_out1低电平时截止。第一反相开关元件SW1、第二反相开关元件SW3导通后，阈值电压V_R1由第一电流源I1建立，电容电压V_C1经自举后变化至V_R1-V_DD并由第三电流源I3充电而上升。

由上述的描述可知，由于自举技术的应用，使得充放电的电压范围增加，从而相同振荡周期可以用更小的电容电阻实现。并且电容经过充电后，还利用已有电荷进行放电，提高了电流利用率。同时如果比较器失调电压使得充电时间延长，则会相应导致放电时间缩短，从而使比较器失调电压对频率稳定性的影响降低。

第二实施例：

如图2所示，图2为本发明另一实施例的电路原理图。该实施例中，张弛振荡器电路包括偏置电路，偏置电路包括参考电流源I_R、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6和第五PMOS管MP5，其中，参考电流源I_R与电源线VDD电连接，同时参考电流源I_R与第五NMOS管MN5的漏极和栅极电连接，第五NMOS管MN5的栅极与第六NMOS管MN6的栅极电连接，第五PMOS管MP5的漏极和栅极与第六NMOS管MN6的漏极电连接。偏置电路由考电流源I_R、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6和第五PMOS管MP5构成镜像电流源，为振荡电路提供偏置电流。

第五PMOS管MP5的栅极分别与第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的栅极电连接，第一PMOS管MP1的源极、第二PMOS管MP2的源极分别与电源线VDD电连接，使偏置电路与第一PMOS管MP1组成充电过程中为电阻R2提供电流的电流源，并使偏置电路与第二PMOS管MP2组成充电过程中为电容C2提供电流的电流源。此外，第五NMOS管MN5的栅极分别与第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的栅极电连接。第一NMOS管MN1的源极与地线GND电连接，使偏置电路与第一NMOS管MN1组成放电过程中为电阻R2提供电流的电流源，第二NMOS管MN2的源极与地线GND电连接，并使偏置电路与第二NMOS管MN2组成放电过程中为电容C2提供电流的电流源。

该实施例中振荡电路的比较器电路包括电流模比较器电路和反相器电路，电流模比较器电路向反相器电路发送电压信号，其中，电流模比较器电路包括第一电流模比较电路、第二电流模比较电路。第一电流模比较电路与第二电流模比较电路均与比较器电路的第一输入端及第二输入端电连接，本实施例中，比较器电路的第一输入端输入电阻R2参考端的电压V_R2，第二输入端输入电容C2参考端的电压V_C2，第一电流模比较电路用于充电过程中比较电阻R2参考端的电压V_R2与电容C2参考端的电压V_C2，第二电流模比较电路用于放电过程中比较电阻R2参考端的电压V_R2与电容C2参考端的电压V_C2。第一电流模比较电路包括由第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4组成的电流模比较器，第三NMOS管MN3的栅极和漏极与第四NMOS管MN4的栅极电连接，第三NMOS管MN3的漏极与第一PMOS管MP1的漏极电连接，第四NMOS管MN4的漏极与第二PMOS管MP2的漏极电连接，第三NMOS管MN3的源极通过开关元件SW5与电阻R2电连接，第四NMOS管MN4的源极通过开关元件SW7与电容C2电连接。第二电流模比较电路包括由第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4组成的电流模比较器，第三PMOS管MP3的栅极和漏极与第四PMOS管MP4的栅极电连接，第三PMOS管MP3的漏极与第一NMOS管MN1的漏极电连接，第四PMOS管MP4的漏极与第二NMOS管MN2的漏极电连接，第三PMOS管MP3的源极通过开关元件SW6与电阻R2电连接，第四PMOS管MP4的源极通过开关元件SW8与电容C2电连接。

反相器电路包括反相器Inv1和反相器Inv2，反相器Inv1和反相器Inv2串联连接，反相器Inv1的输入端通过开关元件SW9与第四NMOS管MN4的漏极电连接，反相器Inv1的输入端通过开关元件SW10与第四PMOS管MP4的漏极电连接，电阻R2的电压V_R2和电容C2的电压V_C2经过第一电流模比较器或第二电流模比较器后得到电压V_P，电压V_P输入到反相器Inv1中并被反相器Inv1量化，再经过反相器Inv2的波形整形，得到电压V_out2。在比较器电路中使用反相器电路，是因为采用了自举技术后，即使反相器翻转阈值电压不稳定，也只会对占空比有一定影响，而不会对振荡周期造成太大的影响，从而避免了使用功耗较大的比较器来消除失调电压。此外，使用最简单的数字逻辑反相器来实现比较器和数字控制逻辑产生，降低了设计复杂度的同时也降低了功耗，同时，反相器实现的比较器在工作过程中自动消除了失调电压和温度变化对其阈值电压的影响，降低频率稳定性受到的限制。

此外，开关元件SW5、开关元件SW6、开关元件SW7、开关元件SW8、开关元件SW9和开关元件SW10分别由反相器Inv2的输出端给入控制信号，开关元件SW5、开关元件SW6、开关元件SW7、开关元件SW8、开关元件SW9和开关元件SW10可根据反相器Inv2的输出端电压V_out2进行控制开关的导通状态。其中，开关元件SW5、开关元件SW7和开关元件SW9为反相开关元件，开关元件SW5、开关元件SW7、开关元件SW9在电压V_out2为高电平时截止，低电平时导通；开关元件SW6、开关元件SW8和开关元件SW10为同相开关元件，开关元件SW6、开关元件SW8、开关元件SW10在电压V_out2为高电平时导通，低平时截止。使得振荡器以固定周期在充电和放电状态间转换。同时，电阻R2与电容C2之间的支路与反相器Inv2的输出端电压V_out2电连接，将输出电压V_out2反馈到阈值电阻和电容之间的支路，提高了电流利用率。

为了体现本发明张弛振荡器的优点，参见图3，图3为电容C2参考端电压V_C2的电压波形图。假设电流源提供的电流都等于I。在电容C2充电时，电阻R2参考端的电压为V_R2=I×R2，电容C2充电使V_C2达到V_R2之后，由于自举的作用，电容C2参考端的电压立刻抬升V_DD，使得V_C2=V_DD+I×R2，紧接着开始对电容C2放电。在电容C2放电时，电阻R2参考端的电压为V_R2=V_DD-I×R2，电容C2放电到V_C2=V_DD-I×R2之后，由于自举的作用，电容C2参考端的电压立刻降低V_DD，使得V_C2=-I×R2，紧接着又开始对电容C2充电，循环上述过程。由此可知，电容C2充电时V_C2变化了2×I×R2，放电时V_C2也变化了2×I×R2，因此，V_C2的变化合计为ΔV=4×I×R2。根据公式ΔV×C2=I×T，可得出4×I×R2×C2=I×T，其中，T为振荡周期，所以振荡周期T等于4×R2×C2。当然，该计算方法也适用于第一实施例中。

由上述可知，本发明张弛振荡器的结构简单、模块少、功耗低、电流利用率高，从而实现了缩短开发周期、减小电路板版图面积、实现超低功耗的问题。此外，由于比较器电路的第一级比较电路由共栅极的MOS管组成具有电压放大的效果，同时，将输出电压V_out2反馈到阈值电阻R2和电容C2之间的支路，提高了电流利用率。

实施例三：

参见图4，图4是本发明张弛振荡器第三实施例的张弛振荡器电路电原理图。

该实施例中，张弛振荡器电路包括偏置电路，偏置电路包括参考电流源I_R1、NMOS管MN51、NMOS管MN61和PMOS管MP51，其中，参考电流源I_R1与电源线VDD电连接，同时参考电流源I_R1与NMOS管MN51的漏极和栅极电连接， NMOS管MN51的栅极与NMOS管MN61的栅极电连接， PMOS管MP51的漏极和栅极与NMOS管MN61的漏极电连接。偏置电路由考电流源I_R1、NMOS管MN51、NMOS管MN61和PMOS管MP51构成镜像电流源，为振荡电路提供偏置电流。

PMOS管MP51的栅极分别与PMOS管MP11和PMOS管MP21的栅极电连接， PMOS管MP11的源极、PMOS管MP21的源极分别与电源线VDD电连接，使偏置电路与PMOS管MP11组成充电过程中为电阻R3提供电流的电流源，并使偏置电路与PMOS管MP21组成充电过程中为电容C3提供电流的电流源。此外，NMOS管MN51的栅极分别与NMOS管MN11和NMOS管MN21的栅极电连接。NMOS管MN11的源极与地线GND电连接，使偏置电路与NMOS管MN11组成放电过程中为电阻R3提供电流的电流源， NMOS管MN21的源极与地线GND电连接，并使偏置电路与NMOS管MN21组成放电过程中为电容C3提供电流的电流源。

该实施例中振荡电路的比较器电路包括电流模比较器电路和电压比较电路，其中，电流模比较器电路包括第一电流模比较电路、第二电流模比较电路。第一电流模比较电路用于充电过程中比较电阻R3参考端的电压V_R3与电容C3参考端的电压V_C3，第二电流模比较电路用于放电过程中比较电阻R3参考端的电压V_R3与电容C3参考端的电压V_C3。第一电流模比较电路包括由NMOS管MN31和NMOS管MN41组成的电流模比较器， NMOS管MN31的栅极和漏极与NMOS管MN41的栅极电连接， NMOS管MN31的漏极与PMOS管MP11的漏极电连接，NMOS管MN41的漏极与PMOS管MP21的漏极电连接，NMOS管MN31的源极通过开关元件SW13与电阻R3电连接，NMOS管MN41的源极通过开关元件SW15与电容C3电连接。第二电流模比较电路包括由PMOS管MP31和PMOS管MP41组成的电流模比较器，PMOS管MP31的栅极和漏极与PMOS管MP41的栅极电连接，PMOS管MP31的漏极与NMOS管MN11的漏极电连接，PMOS管MP41的漏极与NMOS管MN21的漏极电连接，PMOS管MP31的源极通过开关元件SW14与电阻R3电连接，PMOS管MP41的源极通过开关元件SW16与电容C3电连接。

电压比较电路U2的反相输入端通过开关元件SW11与NMOS管MN31的漏极电连接，电压比较电路U2的反相输入端通过开关元件SW12与PMOS管MP31的漏极电连接。电压比较电路U2的同相输入端通过开关元件SW17与NMOS管MN41的漏极电连接，电压比较电路U2的同相输入端通过开关元件SW18与PMOS管MP41的漏极电连接。电压比较电路U2的输出端分别给开关元件SW11、开关元件SW12、开关元件SW13、开关元件SW14、开关元件SW15、开关元件SW16、开关元件SW17和开关元件SW18提供控制信号，其中，开关元件SW11、开关元件SW13、开关元件SW15和开关元件SW17为反相开关元件，开关元件SW12、开关元件SW14、开关元件SW16和开关元件SW18为同相开关元件。

第一电流模比较电路或第二电流模比较电路向电压比较电路U2的反相输入端输入第一电压信号，第一电流模比较电路或第二电流模比较电路向电压比较电路U2的同相输入端输入第二电压信号。电阻R3的电压V_R3和电容C3的电压V_C3经过第一电流模比较器或第二电流模比较器后，在NMOS管MN31的漏极或PMOS管MP31的漏极输出电压V_N，在NMOS管MN41的漏极或PMOS管MP41的漏极输出电压V_P1。电压V_N输入电压比较电路U2的反相输入端，电压V_P1输入电压比较电路U2的同相输入端，在电压比较电路U2的输出端得到输出电压V_out3。开关元件SW17、开关元件SW18、开关元件SW11和开关元件SW12可根据电压比较电路U2输出端的输出电压V_out3进行控制开关的导通状态。其中，开关元件SW17和开关元件SW11在电压V_out3为高电平时截止，低电平时导通；开关元件SW18和开关元件SW12在电压V_out3为低电平时截止，高电平时导通。

本发明的张弛振荡器应用于单片集成芯片时，可为单片集成芯片中的时钟使用电路提供稳定频率的时钟信号，时钟使用电路为需要时钟信号触发的电路，如时序控制的数字电路等，且该振荡器结构简单、模块少、功耗低、电流利用率高，可使单片集成芯片实现高频率稳定性及低功耗。

需要说明的是，以上仅为本发明的优选实施例，但发明的设计构思并不局限于此，凡利用此构思对本发明做出的非实质性修改，也均落入本发明的保护范围之内。