恒流电路及其恒流控制器的制作方法

本发明涉及LED恒流驱动技术领域，特别是涉及一种恒流电路及其恒流控制器。

背景技术：

随着行业标准的逐渐提高，越来越多的国家和地区针对LED灯源提出了功率因数的要求，即输入电流需要跟随输入电压变化以降低对电网的谐波污染。同时为了降低系统设计生产成本，较多的LED电源采用了原边控制的技术，即通过对原边导通电流的控制(隔离型电源)或者MOSFET导通期间电流的控制(非隔离电源)的控制实现输出恒流目的，同时利用恒定导通时间控制技术使得输入电流跟随输入电压变化实现高功率因数。

但在传统的高功率因素LED电源系统中，大多数都需要在变压器中加入辅助绕组，一是用来确保给恒流控制器供电，提高效率；二是通过辅助绕组来检测副边二极管的续流时间；三是通过检测辅助绕组的电压来计算输出电压并反馈给恒流控制器，从而实现输出的LED开路保护功能。

传统的控制方式导致了只能通过辅助绕组来采样输出电压，因此辅助绕组必然不可缺少，这样增加了系统设计的复杂度和成本。同时，因为变压器漏感的存在，会导致恒流控制器检测到的输出电压反馈信号存在较强的振荡和干扰，这些干扰会导致恒流控制器误检测或者是检测不准，从而导致系统的过压保护误动作或者失效。

技术实现要素：

基于此，有必要针对传统的控制方式依赖辅助绕组，容易引起恒流控制器误检测或者是检测不准，从而导致系统的过压保护误动作或者失效的问题，提供一种系统简单低成本且保护精度高的恒流电路及其恒流控制器。

一种恒流控制器，用于通过驱动功率管使功率管的后端电路输出恒定电流；所述恒流控制器设有驱动引脚和采样引脚，所述驱动引脚用于连接功率管的栅极，所述采样引脚用于连接功率管的源极并通过采样电阻接地；所述恒流控制器包括驱动模块，所述驱动模块的输出端连接驱动引脚，用于发送控制所述功率管周期性开闭的驱动信号以实现对功率管的后端电路的恒流控制，所述恒流控制器还包括：

续流时间检测模块，与所述驱动引脚连接，用于根据功率管的关断参数检测后端电路的续流时间T_dem；

比例采样电压模块，与所述采样引脚连接，用于在所述恒流控制器上电时确定比例系数k以及根据采样引脚在功率管开启期间获取的采样信号输出采样电压V_cs；

过压故障检测模块，与所述续流时间检测模块、比例采样电压模块分别连接，用于根据所述续流时间T_dem、比例系数k以及采样电压V_cs判断是否开路，并当判断开路时，执行开路保护；

其中，判断为开路的条件为：T_dem＜k×V_cs。

在其中一个实施例中，所述续流时间检测模块为过零检测模块；所述过零检测模块与所述驱动引脚连接，用于根据功率管在关断时的负电流实现过零检测并计算续流时间T_dem。

在其中一个实施例中，所述比例采样电压模块包括比例系数检测单元和电压采样单元，所述比例系数检测单元用于在所述恒流控制器上电时确定比例系数k，所述电压采样单元用于根据采样引脚在功率管开启期间获取的采样信号输出采样电压V_cs。

在其中一个实施例中，所述恒流控制器还设有高压引脚并包括供电模块，所述高压引脚用于引入外部电压并输送给所述供电模块；所述供电模块将外部电压转换为所述恒流控制器内部的工作电压。

在其中一个实施例中，所述恒流控制器还包括电流采样单元、运算放大器、三角波发生器、比较器、或门以及RS触发器；

所述电流采样单元与所述采样引脚连接，用于对输出电流进行采样；

所述运算放大器正向输入端与输出电流基准相连接、反向输入端与所述电流采样单元相连接、输出端连接至所述比较器的反向输入端，用于对所述电流采样单元采样的输出电流以及所述输出电流基准进行比较；

所述比较器正向输入端与所述三角波发生器连接、输出端连接至所述或门的一个输入端，用于对所述运算放大器的输出以及三角波发生器的输出进行比较；

所述或门另一个输入端与所述过压故障检测模块连接，输出端连接至RS触发器的R输入端；

所述RS触发器的S输入端与所述续流时间检测模块连接，Q输出端与所述驱动模块连接，用于根据所述或门输出与所述续流时间T_dem对所述驱动模块进行控制。

一种恒流电路，包括上述的恒流控制器，还包括：

功率管，所述功率管的源极与所述采样引脚相连、所述功率管的栅极与所述驱动引脚相连、所述功率管的漏极与变压器电路连接，用于根据驱动模块的输出对变压器电路的电流进行控制，实现输出恒流；

变压器，包括原边回路和副边回路。

在其中一个实施例中，所述采样引脚与功率管的源极之间连接用于调整比例系数的电阻。

一种恒流电路，包括上述的恒流控制器，还包括：

功率管，所述功率管的源极与所述采样引脚相连、所述功率管的栅极与所述驱动引脚相连，用于根据驱动模块的输出对外部电路的电流进行控制，实现输出恒流；

续流二极管，所述续流二极管阳极分别与所述高压引脚和所述功率管的漏极连接；

电感，所述电感分别与所述高压引脚和所述功率管的漏极连接；

电容，所述电容一端与所述续流二极管的阴极连接，另一端与所述电感连接。

在其中一个实施例中，所述采样引脚与功率管的源极之间连接用于调整比例系数的电阻。

上述恒流电路及其恒流控制器，针对的是工作在临界导通模式下的电源系统，即每次功率管的导通是在电感电流续流结束后。其中只通过对功率管关断后的电感续流时间以及功率管导通期间采样电阻峰值电压V_cs的采样，来实现输出过压的控制，从而节省了辅助绕组以及排除了功率管关断瞬间振荡对于过压检测带来的干扰，实现了更简洁更精确的过压保护，提高了检测的精度同时降低了系统生产和设计成本。

附图说明

图1为一个实施例中恒流控制器的原理图；

图2为另一个实施例中恒流控制器的原理图；

图3为一个实施例中恒流电路原理图；

图4为另一个实施例中恒流电路原理图；

图5为一个实施例中过零检测原理图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，为一个实施例中恒流控制器的原理图，该实施例中恒流控制器10包括采样引脚100、比例采样电压模块200、续流时间检测模块300、过压故障检测模块400、驱动模块500、驱动引脚600、功率管700以及采样电阻800。

采样引脚100外接采样电阻800到地，内接比例采样电压模块200。比例采样电压模块200可通过采样引脚100对采样电阻800两端的电压进行采样。

比例采样电压模块200用于在恒流控制器10上电时确定比例系数k以及根据采样引脚100在功率管700开启期间获取的采样信号输出采样电压V_cs。其中，采样电压V_cs为时变信号，比例采样电压模块200在功率管700开启期间获取到采样电压V_cs后，将其保持住直至下次功率管700再次开启。

在一个实施例中，比例采样电压模块200包括比例系数检测单元和电压采样单元，比例系数检测单元用于在恒流控制器10上电时确定比例系数k，电压采样单元用于根据采样信号得到采样电压V_cs。如图2所示。

续流时间检测模块300与驱动引脚600连接，用于根据功率管700的关断参数检测后端电路的续流时间T_dem。

在一个实施例中，续流时间检测模块300为过零检测模块；所述过零检测模块与驱动引脚600连接，用于根据功率管700在关断时的负电流实现过零检测并计算续流时间T_dem。如图2所示。

过压故障检测模块400与续流时间检测模块300、比例采样电压模块200分别连接，用于根据所述续流时间T_dem、比例系数k以及采样电压V_cs判断是否开路，并当判断开路时，执行开路保护。其中，判断为开路的条件为：T_dem＜k×V_cs，此时设定输出开路保护电压对应的T_dem为T_dem_ovp，且Tdem_ovp＝k×Vcs(t)。

驱动模块500的输出端连接驱动引脚600、用于发送控制功率管700周期性开闭的驱动信号以实现对功率管700的后端电路的恒流控制。

功率管700的栅极与驱动引脚600连接、源极与采样引脚100连接并通过采样电阻800接地、漏极与外部电路连接，用与根据驱动模块500的输出对外部电路的电流进行控制，实现输出恒流。

如图2所示，为一个实施例中恒流控制器的原理图，该实施例中的恒流控制器20除包含图1所示恒流控制器的各个部分外，还包括电流采样单元900、运算放大器910、三角波发生单元920、比较器930、或门940、RS触发器950、供电模块960以及高压引脚970。

电流采样单元900与采样引脚100连接，用于对流过采样电阻800的电流进行采样并将采样结果输出至运算放大器910。

运算放大器910和比较器930用于对两个数据项进行比较，以确定它们是否相等，或确定它们之间的大小关系及排列顺序。比较器是将一个模拟电压信号与一个基准电压相比较的电路。比较器的两路输入为模拟信号，输出则为二进制信号0或1，当输入电压的差值增大或减小且正负符号不变时，其输出保持恒定。运算放大器910的两个输入信号为电流采样单元900的输出信号以及输出电流基准信号；比较器930的两个输入信号为三角波发生单元920的输出信号以及运算放大器910的输出信号。

或门940的两个输入端分别为比较器930的输出信号以及过压故障检测模块400的输出信号，用于对两个输入信号进行或逻辑运算。

RS触发器950的S输入端与续流时间检测模块300连接，R输入端与或门940的输出端连接，Q输出端与所述驱动模块连接，用于根据或门940的输出与续流时间T_dem对驱动模块500进行控制。

供电模块960与高压引脚970相连接，通过高压引脚970引入外部电压并输送给供电模块960，然后转换为恒流控制器20内部的工作电压。

如图3所示，为一个实施例中恒流电路原理图，该实施例中的恒流电路30包括恒流控制器300、功率管310、变压器320以及电阻330。功率管310的源极与恒流控制器300的采样引脚相连、栅极与恒流控制器300的驱动引脚相连、漏极与变压器320连接，用于根据驱动模块的输出对变压器原边回路的电流进行控制，实现输出恒流；变压器320包括原边回路和副边回路。

设定图3所示的反激隔离系统工作在QR模式，原边MOS的导通时间为T_on，副边二极管的续流时间为T_dem，原副边匝比N，采样电阻R_cs(升降压buck-boost与隔离Flybcak原理一致，其中N＝1)，由伏秒平衡原理可得:

当输出发生过压时，输出电压逐渐升高，电感的消磁时间T_dem逐渐减小，当芯片检测到Tdem＜k×Vcs(t)时，判断输出开路，进入开路保护模式。设定输出开路保护电压对应的T_dem为T_dem_ovp，且Tdem_ovp＝k×Vcs(t)代入式(1)，可得

通过上述公式推导，可知系统的输出过压保护点只与比率系数k，原边励磁电感L_p，原副边匝比N和采样电阻R_cs有关。

如图4所示，为一个实施例中恒流电路原理图，该实施例中的恒流电路40包括恒流控制器400、功率管410、续流二极管420、电感430以及电容440。功率管410的源极与恒流控制器400的采样引脚相连、栅极与恒流控制器400的驱动引脚相连，用于根据驱动模块的输出对外部电路的电流进行控制，实现输出恒流；续流二极管420阳极分别与恒流控制器400的高压引脚和功率管410的漏极连接，用于在功率管410关断后，对电路进行续流；电感430分别与恒流控制器400的高压引脚和功率管410的漏极连接，用于在电流流通的情况下，电路断开时维持电流不变；电容440一端与续流二极管420连接，另一端与电感430连接，起谐振作用。

设定图4所示的降压Buck系统工作在QR模式，功率管410的导通时间为T_on，续流二极管420的续流时间为T_dem，采样电阻R_cs，由伏秒平衡原理可得：

当输出发生过压时，输出电压逐渐升高，电感430的消磁时间T_dem逐渐减小，当芯片检测到Tdem＜k×Vcs(t)时，判断输出开路，进入开路保护模式。设定输出开路保护电压对应的T_dem为T_dem_ovp，且Tdem_ovp＝k×Vcs(t)代入式(5)，可得

Tdem_ovp＝k×Vcs(t) (6)

通过上述公式推导，可知系统的输出过压保护点只与比率系数k，原边励磁电感L_p，和采样电阻R_cs有关。

综上两个实施例的推导，可知在某个具体系统设计时，原边励磁电感L_p，原副边匝比N和采样电阻R_cs参数不同可以实现对输出过压保护点的控制，同时恒流控制器会通过外置的Rovp电阻来设定芯片内部的k值，从而实现对输出过压保护点的灵活可调，增加了系统的设计自由度。节省了辅助绕组同时也消除了传统方案存在的检测不准或者误检测的问题。节省了辅助绕组后，恒流控制器通过集成高压启动电流源，以保证芯片供电；同时，恒流控制器通过功率管关断时候流经驱动模块的负电流来实现图4中的过零检测及T_dem时间检测。

如图5所示，为一个实施例中过零检测原理图。上述过零检测方式，高压电流源供电以及上述实施例中的输出过压保护实现方式，新的恒流控制器搭建的系统可以彻底的省去辅助绕组，并且排除了因功率管关断瞬间存在由漏感和电路寄生参数引起的振荡导致的传统方案检测不准或误检测的问题，可以实现比传统方案更准确的输出过压保护控制。

上述恒流电路及其恒流控制器，针对的是工作在临界导通模式下的电源系统，即每次功率管的导通是在电感电流续流结束后。其中只通过对功率管关断后的电感续流时间以及功率管导通期间采样电阻峰值电压V_cs的采样，来实现输出过压的控制，从而节省了辅助绕组以及排除了功率管关断瞬间振荡对于过压检测带来的干扰，实现了更简洁更精确的过压保护，提高了检测的精度同时降低了系统生产和设计成本。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。