本申请要求于2015年11月13日向美国专利商标局提交的非临时申请no.14/941,366的优先权和权益，其全部内容通过援引纳入于此。
背景
领域
本公开的各方面一般涉及可变增益放大器，并且尤其涉及具有改进的电源噪声抑制的可变增益放大器。
背景技术：
可变增益放大器(vga)可被配置成将增益-频率响应施加到输入差分信号以生成输出差分信号。增益-频率响应通常经由并联耦合在vga的输入差分场效应晶体管(fet)的源极之间的可变电容器和可变电阻器来设置或调节。各输入差分信号分别被施加到各输入差分fet的栅极。各输出差分信号分别在各输入差分fet的漏极处生成。
在这种vga配置中，减少发源自电源电压轨的噪声向vga的信号路径中的传播是合宜的。附加地，减小集成电路(ic)上用于实现vga的可变电容器的面积是合宜的。此外，减少与将可变电容器连接到输入差分fet的源极相关联的布线寄生，以达成对vga的更好的控制和期望的增益-频率响应是合宜的。
概述
以下给出对一个或多个实施例的简化概述以提供对此类实施例的基本理解。此概述不是所有构想到的实施例的详尽综览，并且既非旨在标识所有实施例的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有实施例的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个实施例的一些概念以作为稍后给出的更加具体的说明之序。
本公开的一方面涉及一种装置，该装置包括具有第一栅极、第一源极、以及第一漏极的第一场效应晶体管(fet)，其中该第一栅极被配置成接收第一差分信号的正分量，并且其中该第一源极和该第一漏极耦合在第一电压轨与第二电压轨之间；包括第二栅极、第二源极、以及第二漏极的第二fet，其中该第二栅极被配置成接收该第一差分信号的负分量，并且其中该第二源极和该第二漏极耦合在该第一电压轨与该第二电压轨之间；耦合在该第一电压轨或第三电压轨与该第一fet的该第一源极之间的第一电容器；以及耦合在该第一电压轨或该第三电压轨与该第二fet的该第二源极之间的第二电容器。
本公开的另一方面涉及一种方法，该方法包括将第一差分信号的正分量施加到第一场效应晶体管(fet)的第一栅极，其中该第一fet包括耦合在第一电压轨与第二电压轨之间的第一源极和第一漏极；将该第一差分信号的负分量施加到第二fet的第二栅极，其中该第二fet包括耦合在该第一电压轨与该第二电压轨之间的第二源极和第二漏极；经由第一电容器将来自该第一电压轨或第三电压轨的噪声施加到该第一fet的该第一源极；以及经由第二电容器来将来自该第一电压轨或该第三电压轨的噪声施加到该第二fet的该第二源极。
本公开的另一方面涉及一种装备，该装备包括用于将第一差分信号的正分量施加到第一场效应晶体管(fet)的第一栅极的装置，其中该第一fet包括耦合在第一电压轨与第二电压轨之间的第一源极和第一漏极；用于将该第一差分信号的负分量施加到第二fet的第二栅极的装置，其中该第二fet包括耦合在该第一电压轨与该第二电压轨之间的第二源极和第二漏极；用于经由第一电容器来将来自该第一电压轨或第三电压轨的噪声施加到该第一fet的该第一源极的装置；以及用于经由第二电容器来将来自该第一电压轨或该第三电压轨的噪声施加到该第二fet的该第二源极的装置。
为了实现前述以及相关目的，一个或多个实施例包括随后完整描述的以及在权利要求书中具体指出的特征。以下说明和所附插图详细阐述了这一个或多个实施例的某些解说性方面。但是，这些方面仅仅是指示了可采用各个实施例的原理的各种方式中的若干种，并且所描述的实施例旨在涵盖所有此类方面及其等效方案。
附图简述
图1解说了根据本公开的一方面的示例性可变增益放大器(vga)的示意图。
图2解说了根据本公开的另一方面的另一示例性可变增益放大器(vga)的示意图。
图3解说了包括根据本公开的另一方面的可变增益放大器(vga)的示例性装置的示意图。
图4解说了根据本公开的另一方面的另一示例性可变增益放大器(vga)的示意图。
图5解说了根据本公开的另一方面的另一示例性可变增益放大器(vga)的示意图。
图6解说了根据本公开的另一方面的另一示例性可变增益放大器(vga)的示意图。
图7解说了包括根据本公开的另一方面的可变增益放大器(vga)的另一示例性装置的示意图。
图8解说了根据本公开的另一方面的另一示例性可变增益放大器(vga)的示意图。
图9解说了根据本公开的另一方面的另一示例性可变增益放大器(vga)的示意图。
图10解说了根据本公开的另一方面的放大信号的示例性方法的流程图。
详细描述
以下结合附图阐述的详细描述旨在作为各种配置的描述，而无意表示可实践本文中所描述的概念的仅有的配置。本详细描述包括具体细节以便提供对各种概念的透彻理解。然而，对于本领域技术人员将显而易见的是，没有这些具体细节也可实践这些概念。在一些实例中，以框图形式示出了众所周知的结构和组件以避免湮没此类概念。
图1解说了根据本公开的一方面的示例性可变增益放大器(vga)100的示意图。vga100可在接收机处或邻近于集成电路(ic)的输入端被采用。vga100可被用于为收到信号的相对低频率提供指定增益，并且为收到信号的相对高频率提供较高增益分布(例如，峰值)以补偿收到信号通过信道的高频损耗。
具体而言，vga100包括串联耦合在第一电压轨(例如，vdd)与第二电压轨(例如，接地)之间的第一负载电阻器rl1、第一输入晶体管m11、以及第一电流源晶体管m13。vga100进一步包括串联耦合在vdd与接地之间的第二负载电阻器rl2、第二输入晶体管m12、以及第二电流源晶体管m14。晶体管m11、m12、m13、和m14可被配置成n沟道金属氧化物半导体(nmos)场效应晶体管(fet)，并且在下文中被称为“nmos”。附加地，vga100包括并联耦合在nmosm11与m12的源极之间的可变电容器cs以及可变电阻器rs。
第一输入nmosm11和第二输入nmosm12的栅极分别被配置成接收输入差分信号的正分量vin_p和负分量vin_n。vga100被配置成分别在输入nmosm12和m11的漏极处生成包括正分量vout_p和负分量vout_n的输出差分信号。电流源nmosm13和m14的栅极被配置成接收用于设置通过各器件的电流i的偏置电压nbias。
在操作中，输入差分信号(vin_p和vin_n)产生通过并联电容器cs和电阻器rs的电流。例如，如果输入差分信号使得vin_p和vin_n处于逻辑高和逻辑低电压(例如，vdd和接地)，则输入nmosm11和m12分别被导通和截止。这使得电流i(示出为虚线)从m11的源流向m12的源。类似地，如果输入差分信号使得vin_p和vin_n处于逻辑低和逻辑高电压，则输入nmosm11和m12分别被截止和导通。这使得电流i(示出为实线)从m12的源流向m11的源。
基于输入差分信号生成的电流i包括宽范围的频率分量。通常，电流i的较低频率分量ilf主要流过电阻器rs并且电流i的较高频率分量ihf主要流过电容器cs。因为电流i的较低频率分量ilf流过(其中发生ir损耗的)电阻器rs并且电流i的高频分量ihf流过电容器cs(其对于高频分量ihf具有比电阻器rs低的阻抗)，所以vga100的特征在于对于输入差分信号的较高频率分量具有较高增益分布(例如，峰值)，而对于输入差分信号的较低频率分量具有较低增益。使电容器cs和电阻器rs为可变的以用于按需配置vga100的增益-频率响应(例如，设置增益-频率响应的零点和极点)。
图2解说了根据本公开的另一方面的另一示例性vga200的示意图。vga200可以是vga100的更详细的实现，并且包括如由相同组件标识符指示的许多相同元件。更具体地，vga200与vga100的不同之处在于该vga200包括可变电容器cs的示例性的更详细的实现。
即，可变电容器cs可以用耦合在输入nmosm11与m12的源极之间的离散数量“n”个可选电容路径来实现。可选电容路径1-n中的每一者包括：与第一开关(m1a-mna中的对应一者)串联耦合的第一电容器(c1a-cna中的对应一者)、以及与第二开关(m1b-mnb中的对应一者)串联耦合的第二电容器(c1b-cnb中的对应一者)。串联连接的第一电容器和第一电阻器与串联连接的第二电容器和第二电阻器被并联耦合在输入nmosm11与m12的源极之间。开关m1a-b至mna-b可被配置成具有被配置成接收供分别控制开关的通/断状态的控制信号s1至sn的栅极的fet。
为了减小输出差分信号vout_p和vout_n中的不对称失真，可选电容路径1-n中的每一者被配置成基本上对称。即，电容器c1a-cna和开关m1a-mna分别耦合到m11和m12的源极。而电容器c1b-cnb和开关m1b-mnb分别耦合到m12和m11的源极。另外，鉴于此，因为每个电容器可被配置成二极管式连接的fet(例如，漏极和源极被短接在一起)，所以电容器c1a-cna的栅极被耦合到nmosm11的源极并且电容器c1b-cnb的栅极被耦合到nmosm12的源极。相应地，如此，分别地，电容器c1a-cna的短接的漏极源极被耦合到对应的开关m1a-mna，并且电容器c1b-cnb的短接的漏极源极被耦合到对应的开关m1b-mnb。
vgas100和200存在一些缺点。首先，vga100和200两者都易遭受传播进入vga的信号路径中的电源噪声vn的影响。即，vga100和200不实现减少存在于电源电压轨vdd上的噪声vn传播进入vga的信号路径(例如，电流i、输出差分电压等)中的有效技术。
其次，因为电容器c1a/b-cna/b耦合在m11与m12的源极之间，所以电容器c1a/b-cna/b不易遭受跨它们的相对较高的电压的影响，因为绝大部分电压降是跨负载电阻器rl1和rl2发生的。相应地，电容器c1a/b-cna/b被偏置成具有低电容密度。相应地，需要相对较大的ic面积来实现所需要的电容的电容器c1-cn。
第三，因为用于实现电容器c1a/b-cna/b的ic面积相对较大，所以要求大量布线来将电容器c1-cn耦合到输入nmosm11和m12的源极。这种布线增加了寄生电抗，这导致vga100和200的增益-频率响应在高频处呈现不想要的峰值。
图3解说了根据本公开的另一方面的包括vga320的示例性装置300的示意图。vga320包括与vga100和200中相同的一些元件，如由相同的组件标识符指示的那样。出于如本文中进一步讨论的电源噪声消去或抑制目的，装置300进一步包括前级电路310，该前级电路310用于生成vga320的输入差分信号vint_p和vint_n。附加地，为了减小本文中更详细讨论的ic面积和布线寄生效应，vga320包括可变电容器c1和c2，该可变电容器c1和c2分别耦合在电源轨vdd与输入nmosm11和m12的源极之间。
具体而言，前级电路310可被配置成用生成vga320的输入差分信号vint_p和vint_n的任何类型的电路。这种类型的电路可包括：固定增益放大器、另一vga、均衡器、锁存器、电平转换器等。通常，前级电路310包括配置成接收输入差分信号vin_p和vin_n的输入电路312。前级电路310进一步包括用于基于输入差分信号vint_p和vin_n来执行指定处理的处理电路314。附加地，前级电路310进一步包括输出电路316，该输出电路316用于基于由处理电路314执行的处理来生成差分信号vint_p和vint_n。差分信号vint_p和vint_n充当对vga320的输入差分信号。
作为示例，如果前级电路310被配置成固定增益放大器、vga、或均衡器，则输入电路312可包括输入晶体管，处理电路314可包括跨输入晶体管的端子耦合的固定或可变电阻器和/或固定或可变电容器，并且输出电路316可包括负载电阻器对，类似于vga100、200、和320的配置。如果前级电路被配置成锁存器或电平移位器，则输入电路312可包括输入晶体管，输出电路316可包括输出晶体管，并且处理电路314可包括输入晶体管到输出晶体管的交叉耦合。
尽管如所解说的，输出电路316、处理电路314、和输入电路312被示出为按该次序来串联耦合在第一电压轨(例如，vdd)与第二电压轨(例如，接地)之间，但是应当理解，它们不需要按该次序来串联耦合。例如，在固定放大器、vga、或均衡器的情形中，处理电路314可被放置在vdd与接地之间的输入电路312之后。
前级电路310被配置成生成包括正分量vint_p和负分量vint_n的差分信号，该正分量vint_p和负分量vint_n分别被施加到输入nmosm11和m12的栅极。由前级电路310生成的正分量vint_p和负分量vint_n也基于vdd(用于vga320的相同的轨电压vdd)。相应地，来自电源轨vdd的噪声vn与正分量vint_p和负分量vint_n一起分别传播到输入nmosm11和m12的栅极。
由于电容器c1和c2耦合在电源电压vdd与输入nmosm11和m12的源极之间，所以电容器c1和c2将电源噪声vn耦合到输入nmosm11和m12的源极。因此，电源噪声vn分别在输入nmosm11和m12的栅极和源极两者处。因为vga320的有效输入信号是m11和m12的栅极到源极电压vgs，所以电源噪声vn的噪声消除跨vgs发生，因为噪声vn在nmosm11和m12的栅极和源极两者上。
而且，在该配置中，可变电容器c1和c2耦合到电源轨道vdd，并且由此跨电容器c1和c2的电压远高于跨vga100和200的电容器cs的电压。相应地，电容器c1和c2被偏置以呈现出显著更高的电容密度(例如，基本上高八(8)倍)。因此，用于实现c1和c2的ic面积可能显著小于用于实现cs的ic面积。
此外，因为用于实现c1和c2的ic面积相对较小，所以将c1和c2耦合到电源轨vdd和nmosm11和m12的源极所要求的布线可能显著小于将cs耦合到nmosm11和m12的源极所要求的布线。作为结果，所存在的由于布线导致的寄生电抗显著较小，这可减少增益-频率响应的在高频处的不想要的峰值。
vga320的增益-频率响应类似于vga100和200的增益频率响应，区别在于vga300的增益-频率响应可被配置成在高频处具有较少不想要的峰值。类似于vga100和200，由于电流i的低频分量ilf流过电阻器rs，所以vga320具有较低的低频增益，并且由于高频分量ihf流过电容器c1和c2，所以vga320具有较高的高频增益。
图4解说了根据本公开的另一方面的示例性vga400的示意图。vga400可以是vga320的示例性详细实现。具体而言，可变电容器c1可以被实现为耦合在电源轨vdd与输入nmosm11的源极之间的第一组“n”个可选电容路径，以及耦合在电源轨vdd与输入nmosm12的源极之间的第二组“n”个可选电容路径。耦合在vdd与nmosm11的源极之间的n个可选电容路径中的每一者包括与开关(n11-n1n中的对应一者)串联耦合的电容器(c11-c1n中的对应一者)。类似地，耦合在vdd与nmosm12的源极之间的n个可选电容路径中的每一者包括与开关(n21-n2n)串联耦合的电容器(c21-c2n)。
电容器c11-c1n和c21-c2n可各自被配置成具有短接在一起的漏极和源极的fet(例如，nmos)，其中栅极被耦合到电源轨vdd并且短接的漏极源极被耦合到对应的开关。开关n11-n1n和n21-n2n可各自被配置成包括耦合在对应电容器与m11或m12的对应源极之间的漏极和源极的fet(例如，nmos)。控制信号s11-s1n和s21-s2n被施加到开关n11-n1n和n21-n2n的栅极，以供分别设置开关的通/断状态。
图5解说了根据本公开的另一方面的另一示例性vga500的示意图。vga500类似于vga320并且包括如由相同组件标识符指示的许多相同元件。vga与vga320的不同之处在于，可变电容器c1和c2分别耦合在不同的电压轨vreg与输入nmosm11和m12的源极之间。电压轨vdd处的电源电压可以由电压调节器502基于另一电源电压vcc生成。电压轨vreg处的电源电压可以由不同的调节器504也基于电压轨vcc生成。
电压调节器504可被配置成生成经更好地调节且更干净的电源电压vreg，其中噪声vn2(例如，均方根(rms)噪声)小于电源电压vdd上存在的噪声vn1(例如，rms噪声)。如果前级的输出不是基于vdd的，则该实现可以是有用的；在这种情形中，噪声消去不会如在vga320中那样跨输入nmosm11和m12的vgs发生。可变电容器c1和c2可以使用(如在vga400中的)可选电容性路径来实现。
图6解说了根据本公开的另一方面的另一示例性vga600的示意图。vga600类似于vga320并且包括如由相同组件标识符指示的许多相同元件。vga600与vga320的不同之处在于，vga600包括耦合在电源轨vdd与接地之间的可选分压器610。基于选择信号(sel)，分压器610将所选偏置电压vr施加到电容器c1和c2。偏置电压vr可被选择用于对电容器c1和c2进行偏置，以使得它们各自呈现出特定的电容密度。或即，换言之，偏置电压vr可被选择用于改变或设置c1和c2的电容。在这种情形中，c1和c2可以被实现为固定电容路径(在没有可选开关的情况下)，或者可以被实现为如vga400中的可选电容路径。
尽管在vga600中，分压器610耦合在第一电压轨(例如，vdd)与第二电压轨(例如，接地)之间，但是应当理解，分压器可以耦合在如vga500中的不同电压轨(例如，vreg)与接地之间耦合。在这种配置中，所选的偏置电压vr是基于经更好地调节(较低噪声的)电源电压vr而不是vdd的。
图7解说了根据本公开的另一方面的包括vga720的示例性装置700的示意图。装置700是类似于装置300的装置，但包括vga320的p型版本。即，vga720用p沟道金属氧化物半导体(pmos)fet(下文中被称为“pmos”)实现，而不是用vga320中的nmos器件实现。
具体而言，vga720包括串联耦合在第一电压轨(例如，vdd)与第二电压轨(例如，接地)之间的第一电流源pmosp13、第一输入pmosp11、以及第一负载电阻器rl1。附加地，vga720包括串联耦合在vdd与接地之间的第二电流源pmosp14、第二输入pmosp12、以及第二负载电阻器rl1。第一和第二电流源pmosp13和p14的栅极被耦合在一起，并且被配置成接收用于设置通过各器件的电流i的偏置电压pbias。输入pmosp11和p12的栅极被配置成接收由前级电路710生成的差分信号的正分量vint_p和负分量vint_n。
vga720进一步包括耦合在输入pmosp11和p12的源极之间的可变电阻器rs。应当理解，电阻器rs可被配置成固定电阻器。附加地，vga720包括分别耦合在输入pmosp11和p12的源极与接地之间的可变电容器c1和c2。应当理解，电容器c1和c2中的一者或两者可被配置成固定电容器。电阻器rs的电阻和电容器c1和c2的电容可被改变或选择，以达成vga720的期望增益-频率响应。
类似于前级电路310，装置700的前级电路710可被配置成用于生成vga720的输入差分信号vint_p和vint_n的任何类型的电路。这种类型的电路可包括：固定增益放大器、vga、均衡器、锁存器、电平转换器等。通常，前级电路710包括配置成接收输入差分信号vin_p和vin_n的输入电路712。前级电路710进一步包括用于基于输入差分信号vint_p和vin_n来执行指定处理的处理电路714。附加地，前级电路710进一步包括输出电路716，该输出电路716用于基于由处理电路714执行的处理来生成差分信号vint_p和vint_n。如所讨论的，差分信号vint_p和vint_n充当vga720的输入差分信号。
作为示例，如果前级电路710被配置成固定增益放大器、vga、或均衡器，则输入电路712可以包括输入晶体管，处理电路714可包括耦合至输入晶体管的端子的固定或可变电阻器和/或固定或可变电容器，并且输出电路716可包括负载电阻器对。如果前级电路710被配置成锁存器或电平移位器，则输入电路712可包括输入晶体管，输出电路716可包括输出晶体管，并且处理电路714可包括输入晶体管到输出晶体管的交叉耦合。
尽管如所解说的，输入电路712、处理电路714、和输出电路716被示出为按该次序串联耦合在第一电压轨(例如，vdd)与第二电压轨(例如，接地)之间，但是应当理解，它们不需要按照该次序来串联耦合。例如，在固定放大器、vga、或均衡器的情形中，处理电路714可被放置在输入电路712之上居于vdd与接地之间。
前级电路710被配置成生成包括正分量vint_p和负分量vint_n的差分信号，该正分量vint_p和负分量vint_n分别被施加到输入pmosp11和p12的栅极。由前级电路710生成的正分量vint_p和负分量vint_n也基于第二电压轨(例如，接地)(vga720的相同的第二电压轨(例如，接地))的电势。相应地，来自第二电源轨(例如，接地)的噪声vn(例如，地弹(groundbounce))与正分量vint_p和负分量vint_n一起分别传播到输入pmosp11和p12的栅极。
由于电容器c1和c2耦合在输入pmosp11和p12的源极与接地之间，所以电容器c1和c2将接地噪声vn耦合到输入pmosp11和p12的源极。因此，接地噪声vn分别在输入pmosp11和p12的栅极和源极两者处。因为vga720的有效输入信号是pmosp11和p12的栅源电压vgs，所以接地噪声消去跨vgs发生，因为噪声vn在pmosp11和p12的栅极和源极两者上。
而且，在该配置中，跨可变电容器c1和c2的电压远高于跨vga100和200的电容器cs的电压。这是因为由于电流i而跨负载电阻器rl1和rl2存在显着的电压降。这使得输入pmosp11和p12的源极处的电压相对较高。因为可变电容器c1和c2的另一端接地，所以电容器c1和c2是用相对较高的电压来偏置的。相应地，电容器c1和c2被偏置以呈现出显著更高的电容密度(例如，基本上高八(8)倍)。因此，用于实现c1和c2的ic面积可能显著小于用于实现cs的ic面积。
此外，因为用于实现c1和c2的ic面积相对较小，所以将c1和c2耦合到接地和pmosp11和p12的源极所要求的布线可能显著小于将cs耦合到nmosm11和m12的源极所要求的布线。作为结果，可能存在的由于布线导致的寄生电抗显著较小，这可减小增益-频率响应在高频处的不想要的峰值。
vga720的增益-频率响应类似于vga320的增益-频率响应。即，类似于vga320，由于电流i的低频分量ilf流过电阻器rs，所以vga720具有较低的低频增益，并且由于高频分量ihf流过电容器c1和c2，所以vga720具有较高的高频增益。通过调节电阻器rs的电阻和电容器c1和c2的电容，可以达成vga720的期望增益-频率响应。
图8解说了根据本公开的另一方面的另一示例性vga800的示意图。vga800类似于vga720并且包括如由相同组件标识符指示的许多相同元件。vga800与vga720的不同之处在于，可变电容器c1和c2分别耦合在不同的电压轨vreg与输入pmosp11和p12的源极之间。类似于vga500，电压轨vreg可能比第二轨电势(例如，接地)被更好地调节并具有更干净的电源电压。相应地，vreg可包括比存在于第二电压轨(例如，接地)上的噪声vn(例如，rms噪声)显著更小的噪声(例如，rms噪声)。如果前级的输出不是基于接地的，则该实现可以是有用的；在这种情形中，噪声消去不会跨输入pmosp11和p12的vgs发生。可变电容器c1和c2可以使用(如在关于先前实施例更详细地讨论的)可选电容性路径来实现。
图9解说了根据本公开的另一方面的另一示例性vga900的示意图。vga900类似于vga720并且包括如由相同组件标识符指示的许多相同元件。vga900与vga720的不同之处在于，vga900包括耦合在第一电压轨vdd与接地之间的可选分压器910。基于选择信号(sel)，分压器910将所选偏置电压vr施加到电容器c1和c2。偏置电压vr可被选择成用于对电容器c1和c2进行偏置，以使得它们呈现出特定的电容密度。或即，换言之，所选偏置电压vr可被选择成用于改变或设置c1和c2的电容。在这种情形中，c1和c2可以被实现为固定电容路径(在没有可选开关的情况下)，或者可以被实现为类似于vga400的可选电容路径。
尽管在vga900中，分压器910耦合在第一电压轨(例如，vdd)与第二电压轨(例如，接地)之间，但是应当理解，分压器910可以耦合在如vga800中的不同电压轨(例如，vreg)与接地之间。在这种配置中，所选的偏置电压vr可以是基于经更好地调节(较低噪声的)电源电压vr而不是vdd的。
图10解说了根据本公开的另一方面的放大信号的示例性方法1000的流程图。方法1000包括将第一差分信号的正分量施加到第一场效应晶体管(fet)的第一栅极，其中该第一fet包括耦合在第一电压轨与第二电压轨之间的第一源极和第一漏极(框1002)。作为示例，前级电路310和710是用于将第一差分信号的正分量施加到第一fet的第一栅极的装置的示例。
方法1000进一步包括将第一差分信号的负分量施加到第二fet的第二栅极，其中该第二fet包括耦合在该第一电压轨与该第二电压轨之间的第二源极和第二漏极(框1004)。类似地，前级电路310和710是用于将第一差分信号的负分量施加到第二fet的第二栅极的装置的示例。
方法1000进一步包括经由第一电容器来将来自该第一电压轨或第三电压轨的噪声施加到该第一fet的该第一源极(框1006)。例如，电容器c1是用于将来自第一电压轨或第三电压轨的噪声施加到第一fet的第一源极的装置的示例。
附加地，方法1000包括将来自该第一电压轨或该第三电压轨的噪声施加到该第二fet的该第二源极(框1008)。例如，电容器c2是用于将来自第一电压轨或第三电压轨的噪声施加到第二fet的第二源极的装置的示例。
提供对本公开的先前描述是为使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域技术人员而言将容易是显而易见的，并且本文中所定义的普适原理可被应用到其他变型而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例，而是应被授予与本文中所公开的原理和新颖特征相一致的最广范围。