本发明涉及数字信号处理技术，具体涉及一种实现射频信号脉冲调制的方法和调制器。
背景技术：
作为无线通信系统的重要组成部分，射频功率放大器(简称功放)直接决定了无线通信装备输出信号的质量和工作效率。传统模拟功能(如a类、b类及ab类功放等，统称模拟功放)可以实现对恒包络调制信号的高效放大。但随着当前无线传输速率需求的不断提升，高带宽、高峰均比(peak-toaveragepowerratio，papr)信号得到越来越多的应用。在处理这些复杂调制信号时，模拟功放为保证放大信号的线性性能，往往通过回退以保证功放工作在线性区域。因此，功放的线性性能和放大效率相互矛盾，制约了无线通信装备综合性能的提升。另一方面，当前无线通信业务类型快速增长，新的通信体制不断涌现。通信终端在减少体积功耗的同时要求兼容更多的频段、标准及功能。这对通信系统可集成、可配置的能力提出更高的挑战。在上述背景下，射频开关功放技术得到越来越多的关注。
与传统线性功放通过减小导通角提高效率的方法不同，开关模式功放(smpa，switched-modepoweramplifier)，如d类、e类功放等，通过驱动晶体管工作于截止/饱和状态，使得电压和电流在时域上没有重叠。此时晶体管集电极耗散为零，理论上可以获得100％效率。
为了实现smpa的开关工作，前端数字射频调制需要产生脉冲调制信号。产生脉冲信号的经典方式是脉宽调制器(pwm，pulse-widthmodulator)和delta-sigma调制器(dsm，delta-sigmamodulator)。其中pwm将信号包络与特定参考信号进行比较来产生调制脉冲信号，结构简单，适合于模拟域实现。但在数字域实现时，由于数字电路的离散特性，为了保证其snr性能系统需要极高的过采样率，从而增加了硬件实现难度。相比pwm，dsm具有内在的噪声整型特性，可以获得更高的带内snr。但其缺点是需要高的过采样频率，从而增加了系统硬件实现压力。同时由于dsm内部结构存在大量的反馈结构，系统最高工作频率受限，因而限制了其在宽带信号中的应用。此外dsm的噪声整形会产生大量的带外噪声，从而使其编码效率(有用信号占总信号能量的比例)非常低，从而影响了最终的系统工作效率。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种射频脉冲调制方法和调制器，以解决pwm数字域下实现时精度不足和dsm结构复杂、编码效率低的问题，在简化系统硬件实现的同时提升调制器的带内信噪比和编码效率性能，以实现对开关功放的有效驱动，从而提升调制器的整体效率。
为了达到本发明的目的，本申请提供一种实现射频脉冲调制的方法，所述方法包括以下步骤：
对接收的k比特数字射频信号进行位宽压缩处理，以获得n比特数据amp；
根据n比特数据amp值输出脉冲调制信号etdm1，etdm1的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：w＝t*ampn-2：0/2n-1；
根据n比特数据amp值输出脉冲调制信号etdm2，etdm2的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为：w′＝t*ampn-2：0/2n；
将脉冲调制信号etdm1和脉冲调制信号etdm2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
所述k比特射频信号数据和n比特数据为带符号数据，数据位为最高位；
所述n为大于2且小于k的整数；
所述t为系统时钟周期。
进一步地，对接收的k比特数字射频信号进行的位宽压缩处理为：采用整形函数和量化器对信号进行处理。
进一步地，所述整形函数采用一阶、二阶或高阶整形函数，所述量化器为n比特均匀量化器。
进一步地，根据n比特数据amp值输出脉冲调制信号etdm1采用查找映射方式实现。
进一步地，根据n比特数据amp值输出脉冲调制信号etdm2采用查找映射方式实现。
进一步地，所述开关功放为d类开关功放或e类开关功放。
本发明还可以通过以下技术方案进一步实现一种射频脉冲调制器，包括：位宽变换模块、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器以及放大合路模块；其中，
位宽变换模块，接收k比特数字射频信号并进行位宽压缩处理，以获得n比特数据amp，输出分别耦合到第一脉冲发生器和第二脉冲发生器的输入端；
第一脉冲发生器，接收位宽变换模块输出的n比特数据amp值，生成脉冲调制信号etdm1，输出耦合到放大合路模块的第一输入端，etdm1脉冲的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：w＝t*ampn-2：0/2n-1；
第二脉冲发生器，接收位宽变换模块输出的n比特数据amp值，生成脉冲调制信号etdm2，输出耦合到放大合路模块的第二输入端，etdm2脉冲的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为：w′＝t*ampn-2：0/2n；
放大合路模块，接收第一脉冲发生器输出的脉冲调制信号etdm1和第二脉冲发生器输出的脉冲调制信号etdm2，将脉冲调制信号etdm1和脉冲调制信号etdm2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
所述k比特射频信号数据和n比特数据为带符号数据，数据位为最高位；
所述n为大于2且小于k的整数；
所述t为系统时钟周期。
进一步地，所述位宽变换模块为具有一阶、二阶或高阶整形函数的n比特均匀量化bpdsm。
进一步地，所述第一脉冲发生器采用查找表结构实现n比特数据amp值到输出脉冲调制信号etdm1的映射。
进一步地，所述第一脉冲发生器采用查找表结构实现n比特数据amp值到输出脉冲调制信号etdm2的映射。
进一步地，所述开关功放为d类开关功放或e类开关功放。
与现有技术相比，本发明提供的技术方案，具有以下优势：
1、本发明采用bpdsm对接收数字射频信号进性行过采样和噪声整形处理。相比一般dsm，采用bpdsm方案能够大大减小系统所需的工作频率，因而提高了脉冲调制器在射频应用的可实现性；
2、通过bpdsm处理，将接收k比特数据的比特位数压缩为n比特，降低了后级脉冲发生器所需的最大工作频率，进一步减轻了系统在射频下实现难度；
3、基于面积等效和重心重合原理，采用查找表的方式将n比特原始数据序列直接映射为脉冲调制信号，在简化射频脉冲调制器硬件实现结构的同时提升了调制信号的精度和性能。
4、通过设计两种不同的脉宽模式，同时生成两路具有反向调制噪声的脉冲调制信号。通过将两路脉冲调制信号简单合并实现噪声抵消，有效提升信号了幅度较小情况下调制信号的编码效率；
5、对两路脉冲信号的放大采用开关功放完成，此时功率晶体管工作在开关状态下，有效降低了功放自身的能量损耗，从而大幅提升了调制器的工作效率；
6、射频信号在数字域实现功率放大，使系统数字化进一步将向天线口延伸，提高了系统的可重构性，有利于软件无线电架构的实现。
附图说明
图1为本发明脉冲调制信号etdm1的生成示意图；
图2为本发明脉冲调制信号etdm2的生成示意图；
图3为本发明实现射频脉冲调制方法的流程图；
图4为本发明射频脉冲调制器的结构框图；
图5(a)为本发明第一脉冲发生器的内部结构框图；
图5(b)为本发明第二脉冲发生器的内部结构框图；
图6(a)为本发明第一脉冲发生器的内部数据波形变化示意图；
图6(b)为本发明第二脉冲发生器的内部数据波形变化示意图；
图7为本发明极性调整单元的内部结构框图；
图8为本发明极性调整单元内部的脉冲极性翻转处理过程波形变化示意图；
图9为本发明放大合路模块内部结构框图；
图10(a)为本发明脉冲调制信号etdm1的频谱示意图；
图10(b)为本发明脉冲调制信号etdm2的频谱示意图；
图10(c)为本发明脉冲调制信号etdm1、etdm2合并后的频谱示意图；
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图，对本发明作进一步详细描述。本发明的示意性实施方式及其说明适用于帮助理解本发明的创新方案，并不应理解为对本发明保护范围的不必要的限定。
图3为本发明实现脉冲调制方法的流程图，包括：
步骤300，对接收的k比特数字射频信号进行位宽压缩处理，以获得n比特数据amp。
k比特射频信号数据和n比特数据为带符号数据，数据位为最高位。
n为大于2且小于k的整数。
对接收的k比特数字射频信号进行的位宽压缩处理为：采用一阶、二阶或高阶整形函数和n比特均匀量化器对信号进行处理。
需要说明的是，k比特数据通过采样处理，压缩了数据位宽，从而降低了后级脉冲发生器的工作压力。噪声整形函数为本领域技术人员公知的处理函数，量化器为本领域技术人员公知的结构单元，在此不再赘述。
步骤301，根据n比特数据amp值输出脉冲调制信号etdm1，如图1所示。对于n比特数据amp，对应输出的脉冲调制信号etdm1的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，且脉冲宽度为：
步骤302，根据n比特数据amp值输出脉冲调制信号etdm1，如图2所示。对于n比特数据amp，对应输出的脉冲调制信号etdm2的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于周期起始和终止位置，且脉冲宽度为：
需要说明的是，对于n比特数据amp，采用查找映射方式生成对应的脉冲调制信号etdm1和etdm2。根据上述方法得到的脉冲调制信号etdm1、脉冲调制信号etdm2脉冲与原始信号脉冲之间满足面积相等和中心重合两个条件。且脉冲调制信号etdm1和脉冲调制信号etdm2具有反向的调制噪声。另外，在进行n比特数据amp到脉冲调制信号etdm1、脉冲调制信号etdm2的变换过程中，数据传输速率提升到原系统频率的2n-1倍。
t为系统时钟周期。
步骤303，将脉冲调制信号etdm1和脉冲调制信号etdm2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
开关功放为d类开关功放或e类开关功放。
需要说明的是，d类开关功放或e类在脉冲信号驱动下，晶体管工作在饱和开关状态，能够大大提升功放的效率。对于其他适用于本发明的开关功放也可以应用于本发明。
图4为本发明调制器的结构框图，包括：位宽变换模块400、第一脉冲发生器401、第二脉冲发生器402以及放大合路模块403；其中，
位宽变换模块400，接收k比特数字射频信号并进行位宽压缩处理，以获得n比特数据amp，输出分别耦合到第一脉冲发生器401和第二脉冲发生器402的输入端。k比特射频信号数据和n比特数据为带符号数据，数据位为最高位。n为大于2且小于k的整数。
第一脉冲发生器401，接收位宽变换模块400输出的n比特数据amp值，生成脉冲调制信号etdm1，输出耦合到放大合路模块403第一输入端，etdm1脉冲的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于采样周期中心，其脉冲宽带为：w＝t*ampn-2：0/2n-1。t为系统时钟周期。
第二脉冲发生器402，接收位宽变换模块400输出的n比特数据amp值，生成脉冲调制信号etdm2，输出耦合到放大合路模块403第二输入端，etdm2脉冲的极性与n比特数据amp幅度极性相一致且位于采样周期起始和终止位置，其脉冲宽带为：w′＝t*ampn-2：0/2n。
放大合路模块403，接收第一脉冲发生器输出的脉冲调制信号etdm1和第二脉冲发生器输出的脉冲调制信号etdm2，将脉冲调制信号etdm1和脉冲调制信号etdm2分别用开关功放进行功率放大后合并输出，两路功率放大后信号的合并为逻辑加关系；
进一步地，位宽变换模块的功能采用具有一阶、二阶或高阶整形函数的n比特均匀量化bpdsm实现。开关功放为d类开关功放或e类开关功放。
图5(a)为本发明第一脉冲发生器401的内部结构框图，包括：第一幅度-脉冲映射表411和极性调整单元412。
第一幅度-脉冲映射表411采用查找表结构实现，接收n比特数据amp的低n-1比特幅度数据，并将n-1比特幅度数据映射为对应的1比特脉冲。具体转换形式如图6(a)所示。
极性调整单元412根据数据amp的最高位，调整对应脉冲的极性，如图6(a)所示。
图5(b)为本发明第二脉冲发生器402的内部结构框图，包括：第二幅度-脉冲映射表413、极性调整单元412。
第一幅度-脉冲映射表411采用查找表结构实现，接收n比特数据amp的低n-1比特幅度数据，并将n-1比特幅度数据映射为对应的1比特脉冲。具体转换形式如图6(b)所示。
极性调整单元412根据数据amp的最高位，调整对应脉冲的极性，如图6(b)所示。
图7为极性调整单元412的内部结构框图，包括第一选路开关421、第二选路开关422、反相器423、加法器424。
当n比特数据amp的最高位为0时，代表对应数值为正，此时第一选路开关421、第二选路开关422共同作用，输入1比特脉冲信号直通输出；当n比特数据amp的最高位为1时，代表对应数值为负，输入1比特脉冲信号依次通过反相器423、加法器424，实现脉冲的极性翻转。具体实现过程的波形变化如图8所示。
图9为放大合路模块403的内部结构框图，包括第一功率放大器431、第二功率放大器432、功率合成器433。
第一功率放大器431利用开关功放对第一脉冲器401输出的脉冲信号etdm1进行功率放大；
第二功率放大器432利用开关功放对第一脉冲器402输出的脉冲信号etdm2进行功率放大；
功率合成器433对第一功率放大器431和第二功率放大器432的输出信号进行逻辑加的功率合成。
开关功放为d类开关功放或e类开关功放。
需要说明的是，d类开关功放或e类在脉冲信号驱动下，晶体管工作在饱和开关状态，能够大大提升功放的效率。对于其他适用于本发明的开关功放也可以应用于本发明。功率合成器可以采用合路器或变压器耦合的方式实现，对于其他适用于本发明的功率合成器方法也可以应用于本发明。
以下进一步通过具体实施例，对本发明进行清楚详细的说明，实施例并不用于限定本发明的保护范围。
以k＝16，n＝4为例，k比特数字射频信号的带宽为5mhz，过采样率为osr＝30，对应的过采样频率为fs＝300msps。相比常规dsm，采用bpdsm可以有效降低系统所需的工作频率，利用现有数字工艺能够容易实现。经过bpdsm处理后，位宽压缩到4比特，在保证输出信号性能的情况下，压缩了处理数据位宽，从而降低了后级脉冲发生器模块的处理压力。
脉冲发生器模块通过查找映射表的方式获得对应的脉冲调制信号。n比特数据的共有2n-1种幅度值。根据图6(a)所示关系，将2n-1种幅度值分别映射为对应的脉冲波形，保存到第一幅度-脉冲映射表411中；根据图6(b)所示关系，将2n-1种幅度值分别映射为对应的脉冲波形，保存到第二幅度-脉冲映射表413中。实际工作时，以n比特数据的低n-1位作为查找表地址，输出对应的位宽为2n-1的脉冲波形数据。经过查找映射表后，输出的1比特数据采样率提高为fs*2n-1＝2400msps。在最终输出时，进一步通过符号判单元还原脉冲的极性。当n比特数据amp的最高位为0时，代表对应数值为正，此时符号判单元直接将输入1比特脉冲信号输出；当n比特数据amp的最高位为1时，代表对应数值为负，输入1比特脉冲信号依次通过反相器进行相位翻转、加法器进行直流偏移，最终实现脉冲的极性翻转。
本发明通过设计两种具体幅度-脉冲映射关系，利用查找表映射的结构实现了etdm1、etdm2脉冲调制信号。这两路脉冲调制信号具有反向的调制噪声。通过将两路脉冲调制信号执行逻辑加合并可以实现噪声抵消，从而有效提升调制信号的编码效率，如图10所示。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有效效果进行了进一步详细说明，应当理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，一些实施例可利用根据任意因素而改变结构来实施，因素例如期望功率等级、半导体制造过程以及其它约束性能，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。