自偏置轨到轨恒定跨导放大器的制作方法

本发明涉及模拟集成电路设计领域，具体讲,涉及自偏置轨到轨恒定跨导放大器。

背景技术：

当运算放大器用作缓冲器时，需要与输入信号范围同样大的共模输入范围。这时就需要轨到轨输入运算放大器来获得大的动态范围。轨到轨运算放大器的共模输入范围从地电平到正电源电压轨。如图1(a)所示，它的输入级由一对nmos差分对和pmos管差分对组成。当共模电压靠近地电平时，pmos管导通，nmos管截止；当共模电压靠近电源电压时，nmos管导通，pmos管截止。当共模电压处于电源电压和地电压之间时，nmos差分输入对和pmos差分输入对都导通。如图1(b)所示，该轨到轨放大器vcm变化时跨导gm的变化范围非常大，因此造成频率补偿困难,增益及单位增益带宽变化大,电路在高频段的性能严重不稳定。而传统的恒定跨导轨到轨运算放大器由于需要额外的控制电路以及偏置电路，会使运放的面积和功耗很大。

本发明提出了一种利用二极管连接的mos管作为电平转移电路，如图2所示，通过使nmos差分对与pmos差分对分别平移一定的电压从而使二者的跨导上升区间重合，进而使跨导之和保持恒定。此外，本发明提出了一种自偏置技术，仅利用两个额外的mos管即可确保运放中间级的偏置，显著降低了运放的面积和功耗。

技术实现要素：

为克服现有技术的不足，本发明旨在提出一种简单的自偏置恒定跨导轨到轨放大器，明显降低电路的复杂度和功耗。本发明采用的技术方案是，自偏置轨到轨恒定跨导放大器，由偏置电路，电平移位控制的互补差分对，折叠式共源共栅求和电路和class-ab输出级组成；

所述偏置电路由电流源iref，nmos管mn0，mn1，pmos管mp1组成，电流源iref的上端接电源vdd，下端接mn0的漏端，mn0的栅漏相接,mn0管的源端接地，mn1管的栅端与mn0管的栅端相连，mn1管的源端接地，mn1管的漏端接mp1管的漏端；mp1管的栅漏连接，mp1管的源端接电源；

所述电平移位控制的互补差分对由nmosmn2～mn5和pmosmp2～mp5组成，mn2的栅端与mn0，mn1的栅端相连，构成电流镜结构，mn2的源端接地，漏端接mn3的源端；mn3的栅漏相连；mn4与mn5的源端接mn3的漏端；mp4的栅端与mn4的栅端相连，作为运放的负输入端；mp5的栅端与mn5的栅端相连，作为运放的正输入端，mp2的栅端与mp1的栅端相连，构成电流镜结构，mp2的源端接电源，漏端接mp3的源端；mp3的栅漏相连；mp4与mp5的源端接mp3的漏端；mn4与mn5构成nmos差分对，mp4与mp5构成pmos差分对；

所述的折叠式共源共栅求和电路，由nmos管mn6～mn10和pmos管mp6～mp10组成，mn6与mn7的栅端连接，并且mn6栅漏相连，mn6与mn7的源端接地，mn6的漏端连接mp4的漏端，mn7的漏端接mp5的漏端，mn8的源端接mn6的漏端，mn9的源端接mn7的漏端；mp8的漏端与mn8的漏端相连，mp9的漏端与mn9的漏端相连，mp8的源端接mp6的漏端，mn4的漏端接mp6的漏端，mp9的源端接mp7的漏端，mn5的漏端接mp7的漏端，mp6与mp7的源端接电压源，并且mp6，mp7的栅端与mp8的漏端相连，即mp8的漏端为mp6，mp7提供偏置，mn10的漏端接电源电压，栅端接mn4的漏端，mn10的源端接mp10的源端，mp10的栅端接mp4的漏端，mp10的漏端接地，mp10与mn10的源端与mp8，mp9，mn8，mn9的栅端相连，mn9与mp9的漏端为第一级放大输出点；

所述class-ab类输出级由pmos的mp11和nmos的mn11，电阻r1，电容c1组成；mp11的源端接电源，mn11的源端接地，mp11的漏端与mn11的漏端相连，该连接点为运放的输出级，mn11与mp11的栅端相连，接第一级放大输出点，第一级放大输出接电容c1的一端，电容c1的另一端接电阻r1，电阻r1的另一端接输出级。

具体地，mn3与mp3分别为二极管连接的nmos管和pmos管，mn3放在nmos差分对与nmos电流镜之间，mp3放在pmos电流镜和pmos差分对之间，当共模输入电平vicm较小时，mn2工作在线性区，mn3，mn4，mn5工作在亚阈值区；这时候电流比较小，忽略nmos差分对的跨导；随着vicm逐渐增大，当nmos差分对开启时，vicm＝vtn3+vtnd，vtn3为mn3的阈值电压，vtnd为nmos差分对的阈值电压，这时mn2工作在线性区，mn3，mn4，mn5管子工作在饱和区，nmos差分对开始导通，nmos差分对跨导开始快速增大，vicm继续增大，直到nmos电流源mn2进入饱和区，这时vicm＝vovn+vgsn3+vgsnd，nmos差分对跨导开始趋于平缓，vovn为nmos电流源的过驱动电压，vgsn3为二极管连接的mos管mn3的栅源电压，vgsnd为nmos差分对的栅源电压；同样的，pmos差分对开启时，vicm＝vdd+vtp3+vtpd，vdd为电源电压，vtp3为mp3的阈值电压，vtpd为pmos差分对的阈值电压；pmos差分对跨导趋于平缓时，vicm＝vdd+vovp+vgsp3+vgspd，vovp为nmos电流源的过驱动电压，vgsp3为二极管连接的mos管mp3的栅源电压，vgspd为pmos差分对的栅源电压；通过平移nmos和pmos差分对管的跨导上升区间，从而使nmos和pmos差分对的跨导之和保持恒定。

对于折叠式共源共栅电路，采用自偏置的方法为该级提供偏置：利用mn6与mp6漏端电压分别控制mn10和mp10的栅极，从而确定mn10，mp10的源端电压，为晶体管mn8,mn9,mp8,mp9提供偏置，同时利用mp8与mn8漏端为mp6，mp7提供偏置，利用mn6漏端为mn6，mn7提供偏置，当nmos差分对电流变大时，mp8与mn8漏端有足够的摆幅调整偏置电压，使流过mp6，mp7的电流大于nmos差分对的电流，当pmos差分对电流变大时，则流过mn6，mn7的电流变大，导致mn6的漏端电压变高，这时自偏置电路会使mn8，mn9偏置电压提高，确保mn8,mn9工作在饱和区，保持电路的稳定性。

本发明的特点及有益效果是：

本发明利用电平转移的原理实现恒定跨导，中间级折叠式共源共栅结构由于仅增加两mos管自给偏置，在实现功能的同时不仅节省了面积，而且使整个电路功耗降低。

附图说明：

图1(a)轨到轨输入级(b)对应跨导随输入共模电压变化图。

图2(a)带电平转移电路的轨到轨输入级。

(b)对应跨导随输入共模电压变化图。

图3本发明提出的自偏置的恒定跨导轨到轨放大器整体电路图。

具体实施方式

本发明旨在提供一种低功耗的自偏置恒定跨导轨到轨放大器电路，本发明提出的技术方案电路图如图3所示。从图中得知：该放大器由偏置电路，电平移位控制的互补差分对，折叠式共源共栅求和电路和class-ab输出级组成。

该运放各晶体管之间的连接方式如下：

所述偏置电路由电流源iref，nmos管mn0，mn1，pmos管mp1组成。电流源iref的上端接电源vdd，下端接mn0的漏端，mn0的栅漏相接,mn0管的源端接地。mn1管的栅端与mn0管的栅端相连，mn1管的源端接地，mn1管的漏端接mp1管的漏端；mp1管的栅漏连接，mp1管的源端接电源。

所述电平移位控制的互补差分对由nmosmn2～mn5和pmosmp2～mp5组成。mn2的栅端与mn0，mn1的栅端相连，构成电流镜结构，mn2的源端接地，漏端接mn3的源端；mn3的栅漏相连；mn4与mn5的源端接mn3的漏端；mp4的栅端与mn4的栅端相连，作为运放的负输入端；mp5的栅端与mn5的栅端相连，作为运放的正输入端。mp2的栅端与mp1的栅端相连，构成电流镜结构，mp2的源端接电源，漏端接mp3的源端；mp3的栅漏相连；mp4与mp5的源端接mp3的漏端；mn4与mn5构成nmos差分对，mp4与mp5构成pmos差分对。

所述的折叠式共源共栅求和电路，由nmos管mn6～mn10和pmos管mp6～mp10组成。mn6与mn7的栅端连接，并且栅端与mn6的漏端连接，他们的源端接地，mn6的漏端连接mp4的漏端，mn7的漏端接mp5的漏端。mn8的源端接mn6的漏端，mn9的源端接mn7的漏端；mp8的漏端与mn8的漏端相连，mp9的漏端与mn9的漏端相连，mp8的源端接mp6的漏端，mn4的漏端接mp6的漏端，mp9的源端接mp7的漏端，mn5的漏端接mp7的漏端。mp6与mp7的源端接电压源，并且mp6，mp7的栅端与mp8的漏端相连，即mp8的漏端为mp6，mp7提供偏置。mn10的漏端接电源电压，栅端接mn4的漏端，mn10的源端接mp10的源端，mp10的栅端接mp4的漏端，mp10的漏端接地。mp10与mn10的源端与mp8，mp9，mn8，mn9的栅端相连。mn9与mp9的漏端为第一级放大输出点。

所述ab类输出级由pmos的mp11和nmos的mn11，电阻r1和电容c1组成；mp11的源端接电源，mn11的源端接地，mp11的漏端与mn11的漏端相连，该连接点为运放的输出级。mn11与mp11的栅端相连，接第一级放大输出点。第一级放大输出接电容c1的一端，电容c1的另一端接电阻r1，电阻r1的另一端接输出级。

自偏置恒定跨导轨到轨放大器的基本原理为：mn3与mp3分别为二极管连接的nmos管和pmos管。mn3放在nmos差分对与nmos电流镜之间，mp3放在pmos电流镜和pmos差分对之间。当vicm的电压较小时，mn2工作在线性区，mn3，mn4，mn5工作在亚阈值区；这时候电流比较小，可以忽略掉nmos差分对的跨导；随着逐渐增大，当nmos差分对开启时，vicm＝vtn3+vtnd，这时mn2工作在线性区，mn3，mn4，mn5管子工作在饱和区，nmos差分对开始导通，nmos差分对跨导开始快速增大。vicm继续增大，直到nmos电流源mn2进入饱和区，这时vicm＝vovn+vgsn3+vgsnd，nmos差分对跨导开始趋于平缓，可见，输入端共模电平提升了vgsn3。同样的，pmos差分对开启时，vicm＝vdd+vtp3+vtpd；pmos差分对跨导趋于平缓时，vicm＝vdd+vovp+vgsp3+vgspd，pmos差分对跨导开始趋于平缓，可见，输入端共模电平提升了vgsp3。通过此方法平移nmos和pmos差分对管的跨导上升区间，从而使nmos和pmos差分对的跨导之和保持恒定。

对于折叠式共源共栅电路，采用自偏置的方法为该级提供偏置。利用mn6与mp6漏端电压分别控制mn10和mp10的栅极，从而确定mn10，mp10的源端电压，为晶体管mn8,mn9,mp8,mp9提供偏置。同时利用mp8与mn8漏端为mp6，mp7提供偏置，利用mn6漏端为mn6，mn7提供偏置。当nmos差分对电流变大时，mp8与mn8漏端有足够的摆幅调整偏置电压，使流过mp6，mp7的电流大于nmos差分对的电流。当pmos差分对电流变大时，则流过mn6，mn7的电流变大，导致mn6的漏端电压变高，这时自偏置电路会使mn8，mn9偏置电压提高，确保mn8,mn9工作在饱和区，保持电路的稳定性。

结合图3，为了更好地使nmos差分对和pmos差分对的跨导之和保持恒定。可以通过调节差分对的跨导上升区间重合度。具体可通过调节vgsn3与vgsp3的值来控制，一种方法是通过减小mn3，mp3管的沟道长度，利用短沟道效应，使mos管的阈值电压降低。第二种方法是，通过调节mn3，mp3的宽长比，改变二者的栅源电压。同时，为了确保输入共模电平较低时，pmos差分对不会工作在深线性区，可以增加mn6，mn7的宽长比，从而使pmos差分对漏端电压变小。对于自偏置电路，由于此电路具有良好的反馈性，可以降低mn10，mp10宽长比，从而使运放功耗降低。