一种电流复用低功耗前馈运算放大器电路的制作方法

本发明涉及射频、模拟集成电路领域，更具体的说，它涉及一种电流复用低功耗前馈运算放大器电路。

背景技术：

随着集成电路技术的不断发展，高性能运算放大器广泛应用于高速模/数转换器(adc)、数/模转换器(dac)、开关电容滤波器、带隙电压基准源和精密比较器等各种电路系统中，成为模拟集成电路和混合信号集成电路设计的核心单元电路，其性能直接影响电路及系统的整体性能。所以，高性能运算放大器的设计一直是模拟集成电路设计的热点之一，以求折中地满足各应用领域的需要。

随着电路设计频率的不断升高，对运算放大器有限的增益带宽积提出了挑战。采用前馈运算放大器结构可以在一定程度上扩展增益带宽积，改善运算放大器的频率特性。前馈放大器是将一个高增益低频通路和一个低增益高频通路组合在一起以获得大的带宽的方法。该方法的主要原理是通过两路相加产生的左零点来抵消第一个非主极点，扩展运放带宽性能。传统的前馈运算放大器两级往往都需要两级共模反馈电路，专门的共模反馈电路会额外消耗功耗。

现有技术中的一种第一级也不需要加共模反馈电路的前馈运算放大器实现方式为最接近方案，如图1所示，该电路明显的缺陷在于解决了第二级共模不稳定问题之后第二级电流不能完全复用，不能很好地实现低功耗。

如图1所示，其中m0、m1、m2、m3构成前馈运算放大器的第一级，m4、m5、m6、m7构成前馈运算放大器的第二级。输入信号vinp、vinn经过第一级n管(m0/m1)放大后在输出端产生输出信号voutn1和voutp1，同时输入信号前馈至第二级的输入n管(m6/m7)。第一级的输出共模由一个大电阻r跨接在p管的漏端和栅端确定，不需要引入额外的功耗。第一级产生的输出信号voutn1和vonp1接入到第二级的p管输入，实现部分电流复用。第二级的输出共模由共模反馈环路确定，通过检测出输出端的共模与vref(基准电压)的误差量，然后通过调整第二级尾电流实现。该电路虽然也可节省一级的共模反馈电路电流，但是为了不会引起第二级共模不稳定的问题，增加了恒定电流源i03，会使得第二级电流不能完全复用。分别通过两条支路计算前馈运算放大器的共模增益：两级支路共模增益acm1＝g0r0gm4rout，其中g0为带尾电流源io1的第一级差分电路的等效跨导；rss1表示为电流源i01有限的输出阻抗，gm0表示为m0管的跨导；(低频)，r0为第一级电路的输出阻抗，gm2表示为m2管的跨导；如果直流上有高频成分的抖动，gm4表示为m4管的跨导；第二级电路输出阻抗rout＝r04//r06，r04和r06分别表示为m4管和m6管的输出阻抗，//为并联符；前馈支路共模增益acm2＝g6rout，其中g6为带尾电流源io2的第二级差分电路的等效跨导，rss2表示为电流源io2有限的输出阻抗，gm6表示为m6管的跨导；所以，acm1大于acm2，两条支路产生的共模增益方向相反，极易造成共模不稳定。当然，为了降低acm1，可以选择减小gm4，这就使得第二级的电流不能完全复用，只能部分复用，降低了电流的使用效率。

该电路的差模增益adm＝gm0(r//r01//r03)·gm4rout+gm6rout，其中r01和r03分别表示为m1管和m3管的输出阻抗；为了提高运放的增益，往往需要增大第一级的电阻r以确保有足够大的增益。然而过大的电阻更容易造成共模增益不稳定。

技术实现要素：

本发明克服了现有技术的不足，提出一种实现低功耗，高增益的电流复用低功耗前馈放大器电路。

本发明的技术方案如下：

一种电流复用低功耗前馈运算放大器电路，包括第一级差分电路、第二级差分电路、共模反馈电路；所述第一级差分电路包括第一恒流源、第一元器件m0、第一元器件m1、第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a，所述第一元器件m0、第一元器件m1、第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a为pmos管、nmos管或三极管中的一种，第一元器件m2a、第一元器件m3a组成正阻结构，第一元器件m2、第一元器件m3组成负阻结构，正阻结构和负阻结构的阻值的绝对值相同，第一元器件m0、第一元器件m1组成第一级差分电路输入结构，并与第一恒流源电性连接；所述第二级差分电路包括第二恒流源、第二元器件m4、第二元器件m5、第二元器件m6、第二元器件m7、两个完全相同的极性电容、两个阻值相等的电阻，所述第二元器件m4、第二元器件m5、第二元器件m6、第二元器件m7为pmos管、nmos管或三极管中的一种，第二元器件m6、第二元器件m7组成第一级输入结构，第二元器件m4、第二元器件m5组成第二级输入结构；所述第一级差分电路的输出信号接入到第二级差分电路的第二级输入结构；所述第二级差分电路的输出端与共模反馈电路电性连接，并由共模反馈电路调整第二级差分电路的输出共模与基准电压的误差量，将所得误差量反馈至第二级电路的尾电流；第一级差分电路输入端与第二级差分电路的第一级输入结构的输入端连接。

进一步的，所述第一元器件m0、第一元器件m1、第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a、第二元器件m4、第二元器件m5、第二元器件m6、第二元器件m7都采用pmos管，所述第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a的s极相连接，第一元器件m2的g极与第一元器件m3的d极、第一元器件m3a的g极、第一元器件m3a的d极连接，并与第一元器件m1的d极连接，且与第二级差分电路的第二元器件m5的g极连接；所述第一元器件m2的d极与第一元器件m3的g极、第一元器件m2a的g极、第一元器件m2a的d极连接，并与第一元器件m0的d极连接，且与第二级差分电路的第二元器件m4的g极连接，所述第一元器件m0的s极、第一元器件m1的s极与第一恒流源连接；所述第二元器件m4的s极和第二元器件m5的s极连接，所述第二元器件m4的d极、第二元器件m6的d极与其中一个极性电容的一端、电阻的一端连接，该极性电容、电阻的另一端分别与另一个极性电容、电路的一端连接，另一个极性电容、电路的另一端与第二元器件m5的d极、第二元器件m7的d极连接，所述第二元器件m6的s极、第二元器件m7的s极与第二恒流源连接，所述第二元器件m7的g级与第一元器件m0的g级连接，所述第一元器件m1的g级与第二元器件m6的g级连接。

本发明相比现有技术优点在于：第一、负阻和正阻的结合使用，完全确定了第一级的输出共模，且不会随着工艺角和温度有较大的波动，并且节省了第一级单独的共模反馈电路的使用，节省了功耗。

第二、设计中保证正阻和负阻晶体管尺寸一致，在合理的版图布局布线条件下，正阻与负阻相互抵消，可大大提高第一级增益，实现整体前馈放大电路的高增益。该前馈放大电路的增益表达式如下所示，

其中，gm2a表示为m2a管的跨导，如上式所示，只要保证正阻跨导gm2a与负阻跨导gm2相等，理论上可得到很大的阻抗。

第三、所述结构的第一级输出的共模刚好等于第二级p管输入的共模，且不随工艺角和温度变化，方便实现第二级电流复用，进一步节省了功耗。

第四、所述结构不会引起传统结构的共模不稳定的问题。下面通过理论分析进行论证，写出两条支路的共模增益公式：

两级支路共模增益其中gm4＝k·(gm2+gm2a)，所以前馈支路共模增益acm2＝g6rout；其中g6＝kg0。不考虑两条支路上引进的晶体管寄生电容以及走线电容的情况下，acm1＝acm2。考虑两条支路寄生电容的影响，由于两级支路引入的晶体管寄生电容cpar1大于前馈支路引入的晶体管寄生电容cpar2，所以随着频率升高，acm1<acm2，有利于第二级共模点的稳定。

附图说明

图1为本发明的最接近技术的电路设计图；

图2为本发明的电路设计图；

图3为本发明图2电路中所示的第一级负载改为传统结构负载的电路设计图；

图4为本发明的共模稳定性仿真电路图；

图5为图3结构的共模稳定性仿真结果图；

图6为本发明结构共模稳定性仿真结果图；

图7为图3结构的差模增益仿真结果图；

图8为本发明结构的差模增益仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。

如图2所示，一种电流复用低功耗前馈运算放大器电路，包括第一级差分电路、第二级差分电路、共模反馈电路；所述第一级差分电路包括第一恒流源、第一元器件m0、第一元器件m1、第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a，所述第一元器件m0、第一元器件m1、第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a为pmos管、nmos管或三极管中的一种，第一元器件m2a、第一元器件m3a组成正阻结构，第一元器件m2、第一元器件m3组成负阻结构，正阻结构和负阻结构的阻值的绝对值相同，第一元器件m0、第一元器件m1组成第一级差分电路输入结构，并与第一恒流源电性连接；所述第二级差分电路包括第二恒流源、第二元器件m4、第二元器件m5、第二元器件m6、第二元器件m7、两个完全相同的极性电容、两个阻值相等的电阻，所述第二元器件m4、第二元器件m5、第二元器件m6、第二元器件m7为pmos管、nmos管或三极管中的一种，第二元器件m6、第二元器件m7组成第一级输入结构，第二元器件m4、第二元器件m5组成第二级输入结构；所述第一级差分电路的输出信号接入到第二级差分电路的第二级输入结构；所述第二级差分电路的输出端与共模反馈电路电性连接，并由共模反馈电路调整第二级差分电路的输出共模与基准电压的误差量，将所得误差量反馈至第二级电路的尾电流；第一级差分电路输入端与第二级差分电路的第一输入结构的输入端连接。

所述第一元器件m0、第一元器件m1、第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a、第二元器件m4、第二元器件m5、第二元器件m6、第二元器件m7都采用pmos管，所述第一元器件m2、第一元器件m3、第一元器件m2a、第一元器件m3a的s极相连接，第一元器件m2的g极与第一元器件m3的d极、第一元器件m3a的g极、第一元器件m3a的d极连接，并与第一元器件m1的d极连接，且与第二级差分电路的第二元器件m5的g极连接；所述第一元器件m2的d极与第一元器件m3的g极、第一元器件m2a的g极、第一元器件m2a的d极连接，并与第一元器件m0的d极连接，且与第二级差分电路的第二元器件m4的g极连接，所述第一元器件m0的s极、第一元器件m1的s极与第一恒流源连接；所述第二元器件m4的s极和第二元器件m5的s极连接，所述第二元器件m4的d极、第二元器件m6的d极与其中一个极性电容的一端、电阻的一端连接，该极性电容、电阻的另一端分别与另一个极性电容、电路的一端连接，另一个极性电容、电路的另一端与第二元器件m5的d极、第二元器件m7的d极连接，所述第二元器件m6的s极、第二元器件m7的s极与第二恒流源连接，所述第二元器件m7的g级与第一元器件m0的g级连接，所述第一元器件m1的g级与第二元器件m6的g级连接。其中第二元器件m4在尺寸设计上可设置成第一元器件m2和第一元器件m2a的k倍，第二元器件m5在尺寸设计上可设置成第一元器件m3和m3a的k倍，第二元器件m6和第二元器件m7在尺寸设计上分别可设置成第一元器件m0和第一元器件m1的k倍。如上所述结合图2，第一级差分电路的vinp与第二级差分电路的vinp连接。第一级差分电路产生的输出信号voutn1和vonp1分别接入到第二级差分电路的标记voutn1和vonp1的输入端，实现第二级电流完全复用。第二级差分电路的输出由共模反馈电路确定，通过检测出输出级的输出共模与共模反馈电路的基准电压vref的误差量，然后将调整量返回至第二级差分电路调节尾电流来实现。上述电路结构的第一级差分电路输出的共模刚好等于第二级差分电路输入的共模，且不随工艺角和温度变化，从而方便实现第二级电流复用，进一步节省了功耗。

所述前馈放大电路的差模增益adm表达式如下公式(1)，

其中，gm0表示为第一元器件m0的跨导，gm2a表示为第一元器件m2a的跨导，gm2表示为第一元器件m2的跨导，gm4表示为第二元器件m4的跨导，gm6表示为第二元器件m6的跨导，rout＝r04//r06，r04和r06分别表示为第二元器件m4和第二元器件m6的输出阻抗。如上公式(1)所示，只要保证正阻跨导gm2a与负阻跨导gm2相等，可得到很大的阻抗。

两级支路共模增益分别为acm1和acm2：

其中gm4＝k·(gm2+gm2a)，所以其中rss1表示为电流源i01有限的输出阻抗。

acm2＝g6rout公式(3)

其中rss2表示为电流源io2有限的输出阻抗，g6＝kg0,k为第二级差分电路mos管的尺寸与第一级差分电路对应mos管尺寸的倍数。

在不考虑两条支路上引进的晶体管寄生电容以及走线电容的情况下，acm1＝acm2。考虑两条支路寄生电容的影响，由于两级支路引入的晶体管寄生电容cpar1大于前馈支路引入的晶体管寄生电容cpar2，所以随着频率升高，acm1<acm2，有利于第二级共模点的稳定。

为了论证共模稳定性问题，在相同电流复用程度基础上，将图2电路中所示的正阻结构和负阻结构改为传统结构负载，从而得到如图3所示电路，并搭建共模稳定性仿真电路，如图4所示，图中所示的opamp为运放电路结构。分别把图2和图3所示的结构代入opamp进行仿真，输入inp和inn为dc(直流)，即不输入任何信号，只测试仿真电路的稳定性问题。仿真结果如图5、图6所示，图5为传统结构的仿真结果，图6为本发明所述结构的仿真结果。从图5可以看出与传统结构相比，虽然图3达到了与图2同样的电流复用效果，但电路的共模产生了振荡，已无法正常工作。图6性能正常。

在相同的电流下，比较了两种结构的差模增益，仿真结果如图7、8所示。图7为传统结构差模增益仿真结果。图8为本发明所述结构差模增益仿真结果。从图7图8可以看出，在相同的电流下，本发明所述结构增益大于传统结构近10db。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明保护范围内。