用于控制振荡器的方法及电路以及其设备及装置与流程

本申请主张在2016年11月30日在韩国知识产权局提出申请的韩国专利申请第10-2016-0162306号的权利，所述韩国专利申请的公开内容全文并入本案供参考。

技术领域

本发明概念是有关于一种振荡器，且更具体来说，是有关于一种用于控制振荡器的电路、包括所述电路的设备以及控制振荡器的方法。

背景技术：

产生振荡信号的振荡器用于各种用途，例如用作时钟源。振荡器的振荡信号可能需要具有所期望的频率周期，且当振荡信号用作例如时钟信号等需要维持恒定频率的信号时，可能需要将振荡信号的频率维持为恒定的。振荡信号的频率可能会因制造振荡器的工艺的变化，或者使振荡器运行的电压或温度的变化而有所变化，且对影响所述频率的这些因素作出准确地补偿可能是困难且成本高昂的。

技术实现要素：

本发明概念提供一种用于控制振荡器来产生具有恒定频率的振荡信号的电路、包括所述电路的设备以及控制振荡器的方法。

根据本发明概念的一方面，提供一种振荡器控制电路，所述振荡器控制电路包括零温度系数(zero-temperature coefficient，ZTC)估测器，所述零温度系数估测器被配置成基于被供应至振荡器的电源电压以及由所述振荡器输出的振荡信号的频率来估测零温度系数电压，其中所述零温度系数电压是满足所述振荡器的零温度系数条件的振荡器的电源电压，且其中所述零温度系数估测器被配置成产生偏压控制信号以使电源电压的量值变为所述零温度系数电压。

根据本发明概念的另一方面，提供一种设备，所述设备包括：零温度系数(ZTC)估测器，被配置成产生偏压控制信号；振荡器，被配置成输出振荡信号；以及偏压电路，被配置成基于所述偏压控制信号将电压供应至所述振荡器，其中所述零温度系数估测器被配置成基于所述电源电压及所述振荡信号的频率来估测零温度系数电压，并产生所述偏压控制信号以使电源电压的量值变为所述零温度系数电压，其中所述零温度系数电压是满足所述振荡器的零温度系数条件的所述振荡器的电源电压的量值的值。

根据本发明概念的又一方面，提供一种方法，所述方法包括：控制被供应至振荡器的电源电压，且撷取由所述振荡器响应于所述电源电压而输出的振荡信号的频率；基于所述电源电压及所述振荡信号的所述频率来估测零温度系数(ZTC)电压，其中所述零温度系数电压是与所述振荡器的零温度系数条件对应的所述振荡器的电源电压的量值的值；以及产生偏压控制信号，以使电源电压的量值变为所述零温度系数电压。

根据本发明的再一方面，提供一种装置，所述装置包括：信号输出端，被配置成将电源电压输出至振荡器；信号输入端，被配置成从所述振荡器接收振荡信号；以及控制电路，被配置成将具有所述振荡器的估测零温度系数(ZTC)电压的量值的所述电源电压供应至所述信号输出端，其中所述估测零温度系数电压是使所述振荡器以零温度系数条件运行的所述振荡器的电源电压的量值的估测值。

附图说明

结合附图阅读以下详细说明将更清楚地理解本发明概念的实施例。

图1是包括振荡器控制电路的系统的实施例的方块图。

图2是说明晶体管的特性随温度发生改变的实例的曲线图。

图3A及图3B是说明图1所示零温度系数(ZTC)估测器的实施例的运行的曲线图。

图4A及图4B是图1所示控制电路的示例性实施例的方块图。

图5A及图5B是系统的实施例的方块图。

图6A及图6B是系统的实施例的方块图。

图7是说明图6A及图6B所示频率控制器的运行的曲线图。

图8A是振荡器的实施例的方块图，且图8B是图8A所示振荡器的一部分的电路图。

图9是振荡器的实施例的方块图。

图10是图6B所示系统的信号的实例的时序图。

图11A及图11B是说明图1所示零温度系数估测器的实施例的运行的曲线图。

图12是说明控制振荡器的方法的实施例的流程图。

图13是说明图12所示操作S200及操作S400的实施例的实例的流程图。

图14是说明图13所示操作S260的示例性实施例的流程图。

图15是说明控制振荡器的方法的实施例的流程图。

图16是说明控制振荡器的方法的实施例的流程图。

图17是包括振荡器控制电路的集成电路的实施例的方块图。

[符号的说明]

10：系统/设备

10c、10d、10e、10f：系统

21：第一条线

22：第二条线

30：虚线

31、32：实线

41：线/第一条线

41'：第一温度的特性曲线

42：线/第二条线

42'：第二温度的特性曲线

43：第三温度的特性曲线

44：第四温度的特性曲线

100：振荡器控制电路/控制电路

100a、100b、100c、100d、100e、100f：控制电路

102：信号输出端

104：信号输入端

120、120a、120b、120c、120d、120e、120f：零温度系数估测器

121a、121b：第一存储装置

122a、122b：第二存储装置

123a、123b：第三存储装置

124a、124b：第四存储装置

125a、125b：运算电路

140、140a、140b、140c、140e、140f：偏压电路

142a：数字-模拟转换器

144a：缓冲器

160b：存储装置

160e、160f：频率控制器

180f：频率检测器

200、200'、200”、200c、200d、200e、200f、1120、1520：振荡器

210'：第一级

211'、212'、213'、210”、220”、230”：反相器

240”、250”、260”：可变电容电路

300d：温度传感器

1000：集成电路

1100：参考时钟产生器

1110、1510：振荡器控制电路

1200、1300、1400：锁相环

1500：时钟信号产生器

A、B、C、D：点/检测点

A'、B'、C'、D'：新点/检测点

A”、B”、C”、D”：新点/检测点/点

C1、C2、C3：电容器

EST：估测信号

EN11：使能信号

EN21、EN31：使能信号

F1：第一频率

F2：第二频率

F3：第三频率

F4：第四频率

F5：第五频率

F6：第六频率

F7：第七频率

F8：第八频率

FRE：频率检测信号

F_CTR：频率控制信号

F_TAR：预定目标频率

F_ZTC：频率

I_D：漏极电流

OSC：振荡信号

S100b、S200、S200a、S200b、S220、S240、S260、S260'、S261、S262、S280、S400、S400a、S400b、S510、S520、S540、S560、S580、S590、S600、S600b、S700b：操作

SW11、SW12、SW13：开关控制信号

T1：第一温度

T2：第二温度

T3：第三温度

T4：第四温度

t11、t12、t13、t21、t22、t23、t24、t25、t26、t27、t28：时间

Ta、Tb、Tc：温度

TEMP：温度信号

V1：第一电压/电压

V2：第二电压/电压

V3：第三电压

V4：第四电压

V5：第五电压

V6：第六电压

V_CTR：偏压控制信号

V_GS：栅极电压

V_S：源电压

V_Z：和交叉点Z对应的电压

V_ZTC：零温度系数电压

VDD：电源电压

X：输入信号

Y：输出信号

Z：交叉点/交点

Z'、Z”：交叉点

具体实施方式

图1是包括振荡器控制电路100的系统10的实施例的方块图。图2是说明晶体管的特性随温度发生改变的实例的曲线图。系统(或设备)10可为例如其中振荡器控制电路100及振荡器200集成在一起且接着通过半导体工艺形成于一个管芯中的集成电路，或者可为包括印刷电路板的电子系统，所述印刷电路板安装有振荡器控制电路(或控制电路)100及振荡器200。举例来说，系统10可为但不限于数字信号处理系统，例如个人计算机(personal computer，PC)、网络服务器、平板个人计算机、手机、智能手机、可穿戴式设备或存储器系统。如图1所说明，系统10可包括控制电路100及振荡器200。

包括控制电路100的装置可包括信号输出端102及信号输入端104，信号输出端102被配置成将电源电压VDD输出至振荡器200，信号输入端104被配置成从振荡器200接收振荡信号OSC。振荡器200可包括由从电源电压VDD供应的电力来操作的一个或多个装置(例如，晶体管)，且可产生振荡信号OSC。如下所述，基于电源电压VDD及与电源电压VDD对应的振荡信号OSC的频率，控制电路100可控制被供应至振荡器200的电源电压VDD以使振荡器200可产生具有恒定频率的振荡信号OSC，而不论环境(例如，工艺、电压或温度)变化如何。尽管图1说明系统10仅包括控制电路100及振荡器200，然而系统10可进一步包括一个或多个功能块，所述一个或多个功能块通过接收振荡器200产生的振荡信号OSC来运行。在达到振荡信号OSC的所期望的频率(即，预定目标频率)之后，控制电路100可将指示振荡信号OSC的可用性的信号传输至接收振荡信号OSC的一个或多个功能块，且所述功能块可利用所接收振荡信号OSC、响应于从控制电路100接收的信号来运行。参照图1，控制电路100可包括零温度系数(ZTC)估测器120及偏压电路140。零温度系数估测器120可接收振荡信号OSC，且可响应于所接收的振荡信号OSC来产生偏压控制信号V_CTR并将所产生的偏压控制信号V_CTR提供至偏压电路140。

零温度系数估测器120可基于电源电压VDD及振荡信号OSC的频率来估测与振荡器200的零温度系数条件对应的电源电压VDD的量值的值。所述零温度系数条件可指代其中无论温度如何振荡器200均输出具有恒定频率的振荡信号OSC的条件，且所述零温度系数条件可起因于振荡器200中所包含的晶体管的特性，而且与零温度系数条件对应的电源电压VDD的量值被称为零温度系数电压V_ZTC。

参照图2，金属氧化物半导体(metal oxide semiconductor，MOS)晶体管可具有其中漏极电流I_D随着栅极电压V_GS增大而增大的特性。另外，漏极电流I_D随着栅极电压V_GS的增大而改变的程度可在不同的温度Ta、Tb及Tc中的每一温度下为不同的，但可观察到漏极电流I_D的量值及栅极电压V_GS的量值在不同的温度Ta、Tb及Tc中的每一温度下均相等的点。也就是说，如图2所说明，当栅极电压V_GS的量值为'V_Z'时，MOS晶体管的漏极电流I_D的量值可为'I_Z'而与不同的温度Ta、Tb及Tc无关。因此，使得无论温度如何MOS晶体管均具有量值恒定的栅极电压V_GS及量值恒定的漏极电流I_D的条件可被称为零温度系数条件，且满足所述零温度系数条件的晶体管的操作点可被称为零温度系数点。

如以下参照图8A、图8B及图9所阐述，振荡器200可包括多个MOS晶体管且可根据MOS晶体管的操作条件产生振荡信号OSC。举例来说，环形振荡器可包括多个反相器，且所述各反相器中的每一个反相器可包括MOS晶体管，这些MOS晶体管共同连接至被供应电源电压VDD及接地电压的线，如图8B所说明。测试结果示出振荡器200中所包含的MOS晶体管的零温度系数条件为实质上恒定的。因此，零温度系数估测器120可估测振荡器200的零温度系数条件，并通过偏压控制信号V_CTR将振荡器200控制成使得振荡器200在零温度系数条件下运行，从而使振荡器200输出无论温度变化如何均具有恒定频率的振荡信号OSC。根据实施例，零温度系数估测器120可通过数字运算估测振荡器200的零温度系数条件，且因此可同时实现高准确率及低成本。以下将参照图3A及图3B阐述零温度系数估测器120的运行细节。

响应于从零温度系数估测器120接收到的偏压控制信号V_CTR，偏压电路140可产生电源电压VDD并将所产生的电源电压VDD提供至振荡器200。举例来说，偏压电路140可从暴露在系统10外部的端子或从系统10中所包含的电力装置接收电力，且可根据偏压控制信号V_CTR对来自所接收电力的电源电压VDD的量值进行调整。根据实施例，偏压电路140可接收作为数字信号的偏压控制信号V_CTR且可例如利用数字-模拟转换器(digital-to-analog converter，DAC)来调整电源电压VDD，以控制电源电压VDD。

振荡信号OSC可具有根据被供应至振荡器200的电源电压VDD的量值而变化的频率。举例来说，随着被供应至振荡器200的电源电压VDD的量值增大，被供应至振荡器200中所包含的装置(例如，晶体管)的电流的量值可增大，且因此振荡信号OSC的频率可因装置的运行速度(或响应速度)增大而增大。如上所述，当电源电压VDD具有使振荡器200维持由零温度系数估测器120估测的零温度系数条件的量值时，无论温度变化如何振荡信号OSC均可具有恒定的频率。

图3A及表1是说明图1所示零温度系数估测器120的实施例的运行的曲线图及表。图3B及表2是说明图1所示零温度系数估测器120的实施例的运行的曲线图及表。如以上参照图1及图2所述，零温度系数估测器120可基于电源电压VDD及振荡信号OSC的频率来估测满足振荡器200的零温度系数条件的电源电压VDD的量值(即，V_ZTC)。在下文中，将参照图1阐述图3A及图3B。

表1

表2

参照图3A，根据实施例，零温度系数估测器120可在振荡器200的两个或更多个不同的温度中的每一温度下将量值具有两个或更多个不同的值的电源电压VDD供应至振荡器200，且可基于振荡信号的分别与电源电压VDD的量值的所述两个或更多个不同的值对应的两个或更多个频率来估测零温度系数电压V_ZTC。举例来说，如图3A所说明，零温度系数估测器120可产生偏压控制信号V_CTR以使得在第一温度T1处，电源电压VDD的量值在不同的时间变为第一电压V1及第二电压V2。另外，零温度系数估测器120可产生偏压控制信号V_CTR以使得在第二温度T2处，电源电压VDD的量值在不同的时间变为第三电压V3及第四电压V4。如图3A所示曲线图所说明，第二电压V2可大于第一电压V1且第四电压V4可大于第三电压V3。

零温度系数估测器120可在电源电压VDD的量值是第一电压V1时撷取由振荡器200在第一温度T1下输出的振荡信号OSC的第一频率F1，且可在电源电压VDD的量值是第二电压V2时撷取由振荡器200在第一温度T1下输出的振荡信号OSC的第二频率F2。另外，零温度系数估测器120可在电源电压VDD的量值是第三电压V3时撷取由振荡器200在第二温度T2下输出的振荡信号OSC的第三频率F3，且可在电源电压VDD是第四电压V4时撷取由振荡器200在第二温度T2下输出的振荡信号OSC的第四频率F4。

零温度系数估测器120可基于第一频率F1至第四频率F4及第一电压V1至第四电压V4来估测零温度系数电压V_ZTC。再次，零温度系数电压V_ZTC是与振荡器200的零温度系数条件对应的电源电压VDD的量值的值。如图3A所示的曲线图所说明，在以电源电压VDD的量值及振荡信号OSC的频率为相应轴线的曲线图中，可导出由第一电压V1与第一频率F1的点A和第二电压V2与第二频率F2的点B形成的第一条线21，且可导出由第三电压V3与第三频率F3的点C和第四电压V4与第四频率F4的点D形成的第二条线22。零温度系数估测器120可计算或确定位于第一条线21与第二条线22之间的交叉点或交点(intersection point)Z作为零温度系数点且可确定与交叉点Z对应的电源电压VDD的量值作为零温度系数电压V_ZTC。如图3A所说明，当电源电压VDD的量值是零温度系数电压V_ZTC时，无论温度变化如何，由振荡器200输出的振荡信号OSC的频率均可保持恒定地为F_ZTC。

参照图3B，根据实施例，零温度系数估测器120可共享在第一温度T1及第二温度T2处使用的电源电压VDD的量值。如图3B所说明，零温度系数估测器120可利用两个电压V1及V2导出四个点A、B、C及D且可自这四个点A、B、C及D导出交叉点Z。也就是说，根据图3B所示实例，第一电压V1与第三电压V3可彼此相等且第二电压V2与第四电压V4可彼此相等。在图3B所示实例中，可通过以下公式1计算出与交叉点Z对应的零温度系数电压V_ZTC。

公式1：

图4A及图4B是图1所示控制电路100的示例性实施例的方块图。如以上参照图1所阐述，图4A所示控制电路100a或图4B所示控制电路100b还可基于从振荡器200接收的振荡信号OSC将电源电压VDD提供至振荡器200。在下文中，在图4A及图4B的说明中，为简明起见将不再对重复的说明予以赘述。

参照图4A，控制电路100a可包括零温度系数估测器120a及偏压电路140a。零温度系数估测器120a可接收振荡信号OSC且可输出偏压控制信号V_CTR。偏压电路140a可接收偏压控制信号V_CTR且可输出电源电压VDD。

零温度系数估测器120a可包括第一存储装置121a至第四存储装置124a以及运算电路125a。第一存储装置121a至第四存储装置124a可根据电源电压VDD的量值的对应的不同值来分别存储振荡信号OSC的四个频率。举例来说，如图4A所说明，第一存储装置121a至第四存储装置124a可分别存储第一频率F1至第四频率F4。第一存储装置121a至第四存储装置124a中的每一个存储装置可为任意用于存储信息的装置。在实施例中，第一存储装置121a至第四存储装置124a中的每一个存储装置可包括锁存器、双稳态触发器(flip-flop)及寄存器中的至少一个，且可包括易失性存储器装置，例如动态随机存取存储器(dynamic random access memory，DRAM)或静态随机存取存储器(static random access memory，SRAM)。在另一实施例中，第一存储装置121a至第四存储装置124a中的每一个存储装置可包括非易失性存储器装置，例如反熔丝存储器(anti-fuse memory)、电可擦除可编程只读存储器(electrically erasable programmable read-only memory，EEPROM)、快闪存储器、相变随机存取存储器(phase change random access memory，PRAM)、电阻式随机存取存储器(resistance random access memory，RRAM)、纳米浮栅存储器(nano floating gate memory，NFGM)、聚合物随机存取存储器(polymer random access memory，PoRAM)、磁性随机存取存储器(magnetic random access memory，MRAM)或铁电式随机存取存储器(ferroelectric random access memory，FRAM)。当第一存储装置121a至第四存储装置124a包括非易失性存储器装置时，即使在电力中断且接着向控制电路100a(或图1所示系统10)重新供电时，运算电路125a仍可根据存储在第一存储装置121a至第四存储装置124a中的第一频率F1至第四频率F4计算出零温度系数电压V_ZTC，如下所述。也就是说，在第一存储装置121a至第四存储装置124a中存储有第一频率F1至第四频率F4时，即使在不进行从振荡信号OSC撷取第一频率F1至第四频率F4的操作的条件下，仍可计算出零温度系数电压V_ZTC。

运算电路125a可基于存储在第一存储装置121a至第四存储装置124a中的第一频率F1至第四频率F4来计算零温度系数电压V_ZTC。举例来说，如以上参照图3A及图3B所阐述，运算电路125a可根据位于第一条线与第二条线之间的交叉点计算零温度系数电压V_ZTC：(1)第一条线(例如，图3A所示21)，由第一电压V1及第二电压V2以及第一频率F1及第二频率F2形成；以及(2)第二条线(例如，图3A所示22)，由第三电压V3及第四电压V4以及第三频率F3及第四频率F4形成。举例来说，运算电路125a可为包括用于执行多个指令的核的处理器，或者可为通过逻辑综合(logic synthesis)而设计的逻辑电路。运算电路125a可基于所计算的零温度系数电压V_ZTC来产生偏压控制信号V_CTR且可将所产生的偏压控制信号V_CTR提供至偏压电路140a。

根据实施例，运算电路125a可利用与第一电压V1至第四电压V4对应的偏压控制信号V_CTR的值来产生用于零温度系数电压V_ZTC的偏压控制信号V_CTR的值，而非利用第一电压V1至第四电压V4本身。如图4A所说明，偏压控制信号V_CTR可为提供至偏压电路140a的数字-模拟转换器142a的数字信号(例如，多位信号)。数字-模拟转换器142a可输出具有与偏压控制信号V_CTR的值成比例的量值的电压，且电源电压VDD的量值可通过数字-模拟转换器142a的输出来确定。也就是说，在图3A的曲线图及图3B的曲线图中的每一个曲线图中，水平轴可表示偏压控制信号V_CTR的值(例如，多位信号的值)而非电源电压VDD的量值。

偏压电路140a可包括数字-模拟转换器142a及缓冲器144a。数字-模拟转换器142a可接收偏压控制信号V_CTR且可输出与偏压控制信号V_CTR的值成比例的量值的电压。由于偏压电路140a包括数字-模拟转换器142a，因此运算电路125a可通过数字运算来计算零温度系数条件(即，零温度系数电压V_ZTC)。由于通过使用具有简单结构且占用面积小的运算电路125a而非使用复杂的模拟电路来补偿振荡器200的温度变化，因此振荡器200的温度特性可以低成本得到准确的补偿。

缓冲器144a可输出与数字-模拟转换器142a输出的电压具有相同量值的电源电压VDD。缓冲器144a可通过形成自源电压V_S至电源电压VDD的电流路径将电流供应至振荡器200。图4A所说明的缓冲器144a的结构仅为实例，且应理解，缓冲器144a可具有与图4A所说明的结构不同的各种结构。

参照图4B，控制电路100b可包括零温度系数估测器120b、偏压电路140b及存储装置160b。零温度系数估测器120b可产生偏压控制信号V_CTR且可将偏压控制信号V_CTR的值存储在存储装置160b中。与第一存储装置121a至第四存储装置124b类似，存储装置160b可包括易失性存储器装置或者可包括非易失性存储器装置。当存储装置160b包括非易失性存储器装置时，即使在电力中断且接着向控制电路100b重新供电时，仍可维持与零温度系数电压V_ZTC对应的偏压控制信号V_CTR的值。因此，即使在不进行自振荡信号OSC撷取第一频率F1至第四频率F4及将所撷取的第一频率F1至第四频率F4存储至第一存储装置121b至第四存储装置124b的操作以及不进行由运算电路125b执行的计算第一频率F1至第四频率F4的操作的条件下，仍可使电源电压VDD的量值与零温度系数电压V_ZTC相等。

图5A及图5B是系统的实施例的方块图。如图5A及图5B所说明，控制电路100c或控制电路100d的零温度系数估测器120c或零温度系数估测器120d可接收温度信号TEMP且可基于温度信号TEMP辨认振荡器200c或振荡器200d的温度(例如，图3A及图3B所示第一温度T1或第二温度T2)。在图5A及图5B中，为了表示两个不同的温度中的每一个，温度信号TEMP可为仅表示温度水平的信号(例如，1位信号)，或可为能够表示各种温度的信号(例如，多位信号)。在下文中，在图5A及图5B的说明中，为简明起见，将不再对重复的说明予以赘述。

参照图5A，系统10c可包括控制电路100c及振荡器200c，且控制电路100c可包括零温度系数估测器120c及偏压电路140c。如图5A所说明，零温度系数估测器120c可基于从系统10c外部接收的温度信号TEMP来辨认振荡器200c的温度。举例来说，在制造系统10c或振荡器200c的过程中，零温度系数估测器120c可从制造设备接收表示振荡器200c的温度的温度信号TEMP。为了计算零温度系数估测器120c的零温度系数电压V_ZTC，制造设备可将系统10c或振荡器200c维持为第一温度T1且可将表示第一温度T1的温度信号TEMP提供至零温度系数估测器120c。零温度系数估测器120c可从温度信号TEMP辨认第一温度T1，可产生偏压控制信号V_CTR以使电源电压的量值变为第一电压V1及第二电压V2，且可撷取第一频率F1及第二频率F2。此后，所述制造设备可将系统10c或振荡器200c维持为第二温度T2且可将表示第二温度T2的温度信号TEMP提供至零温度系数估测器120c。零温度系数估测器120c可从温度信号TEMP辨认第二温度T2，且可撷取第三频率F3及第四频率F4(与其撷取第一频率F1及第二频率F2的方式相似)。

参照图5B，系统10d可包括控制电路100d、振荡器200d及温度传感器300d。温度传感器300d可靠近振荡器200d且可感测振荡器200d的温度以输出温度信号TEMP。也就是说，不同于图5A所示的实例，在图5B所示的实例中，零温度系数估测器120d可接收在系统10d内产生的温度信号TEMP。

如图5B所说明，当系统10d包括温度传感器300d且零温度系数估测器120d从温度传感器300d接收到温度信号TEMP时，零温度系数估测器120d可动态地计算零温度系数电压V_ZTC。举例来说，即使在系统10d被制造及发货之后，零温度系数估测器120d仍可动态地计算零温度系数电压V_ZTC。在这种情形中，如以下参照图14所阐述，零温度系数估测器120d可估测在撷取第一频率F1及第二频率F2时的第一温度T1与在撷取第三频率F3及第四频率F4时的第二温度T2之间的差，且当第一温度T1与第二温度T2之间的差大于参考值时可执行用于撷取第三频率F3及第四频率F4的操作。

图6A及图6B是系统的实施例的方块图。如图6A及图6B所说明，控制电路100e或控制电路100f可包括频率控制器160e或频率控制器160f，且振荡器200e或振荡器200f可根据由频率控制器160e或频率控制器160f输出的频率控制信号F_CTR来调整振荡信号OSC的频率。在下文中，在图6A及图6B的说明中，为简明起见，将不再对重复说明予以赘述。

与以上所述相似，零温度系数估测器120e或零温度系数估测器120f可计算零温度系数电压V_ZTC，且当电源电压VDD的量值是零温度系数电压V_ZTC时，振荡信号OSC的频率可为图3A及图3B所示'F_ZTC'。为了补偿'F_ZTC'与通过接收振荡信号OSC来操作的功能块所期望的频率之间的差，控制电路100e或控制电路100f可包括如图6A及图6B所说明的频率控制器160e或160f。

参照图6A，系统10e可包括控制电路100e及振荡器200e，且控制电路100e可包括零温度系数估测器120e、偏压电路140e及频率控制器160e。频率控制器160e可从零温度系数估测器120e接收估测信号EST，可从振荡器200e接收振荡信号OSC，且响应于此，可产生频率控制信号F_CTR并将所产生的频率控制信号F_CTR提供至振荡器200e。

零温度系数估测器120e可输出在估测振荡器200e的零温度系数电压V_ZTC期间被激活的激活估测信号EST。举例来说，零温度系数估测器120e可输出偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为第一电压V1至第四电压V4中的每一个电压，可撷取第一频率F1至第四频率F4，可计算零温度系数电压V_ZTC，且可输出被激活的估测信号EST直到输出偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为零温度系数电压V_ZTC。估测信号EST在零温度系数电压的估测完成时被去激活。零温度系数估测器120e可在输出偏压控制信号V_CTR之后输出被去激活的估测信号EST以使电源电压VDD的量值变为零温度系数电压V_ZTC。

频率控制器160e可接收估测信号EST，且可不响应于被激活的估测信号EST来改变频率控制信号F_CTR。举例来说，频率控制器160e可响应于被激活的估测信号EST而输出具有预定值(或电平)的频率控制信号F_CTR。也就是说，由于在零温度系数估测器120e估测振荡器200e的零温度系数条件时频率控制信号F_CTR被维持为恒定的，因此可准确地估测振荡器200e的零温度系数条件。

响应于被去激活的估测信号EST，频率控制器160e可产生并输出频率控制信号F_CTR以使振荡信号OSC的频率变为预定目标频率F_TAR。频率控制器160e可如图6A所说明从系统10e外部接收预定目标频率F_TAR，可存储预定目标频率F_TAR，或者可从系统10e中的另一组件(例如，接收振荡信号OSC的功能块)接收预定目标频率F_TAR。

参照图6B，系统10f可包括控制电路100f及振荡器200f，且控制电路100f可包括零温度系数估测器120f、偏压电路140f、频率控制器160f及频率检测器180f。频率检测器180f可接收振荡信号OSC且可通过检测振荡信号OSC的频率来产生并输出频率检测信号FRE。由于零温度系数估测器120f及频率控制器160f可基于振荡信号OSC的频率运行，因此零温度系数估测器120f与频率控制器160f可共享用于检测振荡信号OSC的频率的组件(即，频率检测器180f)，且因此可高效地设计出控制电路100f。举例来说，频率检测器180f可包括计数器且可检测振荡信号OSC的频率并通过对振荡信号OSC的上升沿(及/或下降沿)进行计数来产生频率检测信号FRE。

图7是说明图6A及图6B所示频率控制器160e及频率控制器160f的运行的曲线图。如以上参照图6A及图6B所阐述，在零温度系数估测器120e或零温度系数估测器120f完成振荡器200e或振荡器200f的零温度系数条件的估测之后，频率控制器160e或频率控制器160f可响应于被去激活的估测信号EST来调整振荡信号OSC的频率。在下文中，将参照图6A阐述图7。

参照图7，当振荡器200e不处于零温度系数条件下时，振荡信号OSC的频率可随着温度升高而降低，如虚线30所指示。然而，当振荡器200e处于由零温度系数估测器120e估测的零温度系数条件下时(也就是说，当电源电压VDD的量值为零温度系数电压V_ZTC时)，无论温度变化如何，振荡信号OSC的频率均可维持为'F_ZTC'，如实线31所指示。如实线32所指示，频率控制器160e可通过频率控制信号F_CTR将振荡信号OSC的频率从'F_ZTC'移至'F_TAR'，且无论温度变化如何，振荡信号OSC的频率均可维持为'F_TAR'。也就是说，由于供应至振荡器200e的电源电压VDD的量值可维持为零温度系数电压V_ZTC，因此振荡器200e中所包含的晶体管可处于零温度系数条件下，且因此即使在振荡信号OSC的频率根据由频率控制器160e产生的频率控制信号F_CTR而变化时振荡信号OSC的频率仍可维持为'F_TAR'。

图8A是振荡器200'的实施例的方块图，且图8B是图8A所示振荡器200'的一部分的电路图。如以上参照图6A及图6B所阐述，振荡器200'可接收电源电压VDD，可接收频率控制信号F_CTR，且可输出振荡信号OSC。

根据实施例，频率控制信号F_CTR可为数字信号，且振荡器200'可为数字控制式振荡器(digitally controlled oscillator，DCO)。举例来说，如图8A所说明，振荡器200'可为环形振荡器且可包括串联连接的多个反相器并接收电源电压VDD。另外，振荡器200'可包括并联连接的多个反相器，所述多个反相器的输入端及输出端彼此连接。参照图8A，振荡器200'可包括三个级，所述三个级分别包括并联连接的三个反相器。举例来说，第一级210'可包括彼此并联连接的三个反相器211'、212'及213'。尽管图8A说明每一级包括三个反相器且振荡器200'包括三个级，然而应理解，每一级中所包含的反相器的数目及振荡器中所包含的级的数目可不同于图8A所说明的数目。

所述多个反相器中的每一个反相器可具有使能端子且可运行，也就是说，根据施加至使能端子的使能信号，可使输入信号反相或可不使输入信号反相。举例来说，如以下参照图8B所阐述，反相器211'可通过响应于被激活的使能信号EN11而使输入信号X反相来输出输出信号Y，且可响应于被去激活的使能信号EN11而使输出输出信号Y的端子浮动。

如图8A所说明，所述多个反相器可接收单独的使能信号，且所述使能信号中的每一个使能信号可根据频率控制信号F_CTR而被激活或去激活。这样一来，所述多个反相器中的正在运行的反相器的数目及类型可根据频率控制信号F_CTR而改变，且相应地各个级中的每一级的信号延迟时间可改变且因此振荡信号OSC的频率可改变。也就是说，频率控制信号F_CTR可以数字方式控制振荡信号OSC的频率。

图8B是图8A所述振荡器200'的第一级210'的电路图。如图8B所说明，第一级210'可包括反相器211'、212'及213'，反相器211'、212'及213'的输入端可彼此连接，且反相器211'、212'及213'的输出端可彼此连接。

反相器211'、212'及213'中的每一个反相器可包括串联连接的MOS晶体管。也就是说，反相器211'、212'及213'中的每一个反相器可包括彼此串联连接以使输入信号反相的PMOS晶体管及NMOS晶体管，且可包括栅极被施加使能信号的NMOS晶体管以及栅极被施加反相使能信号的PMOS晶体管。

如以上参照图8A所阐述，反相器211'、212'及213'可具有彼此不同的大小。举例来说，如图8B所说明，反相器212'中所包含的晶体管可大于反相器213'中所包含的晶体管，且反相器211'中所包含的晶体管可大于反相器212'中所包含的晶体管。较大的反相器(即，包括较大的晶体管的反相器)可具有较短的信号延迟时间，且因此反相器211'、212'及213'的各自的信号延迟时间可互不相同。由于第一级210'包括具有不同大小的反相器211'、212'及213'，且反相器211'、212'及213'分别受使能信号EN11、EN21及EN31控制，因此第一级210'可具有各种延迟时间。

图9是振荡器200”的实施例的方块图。如图9所说明，振荡器200”可包括彼此串联连接的反相器210”、220”及230”以及分别连接至反相器210”、220”及230”的输出的可变电容电路240”、250”及260”。

振荡器200”可通过基于频率控制信号F_CTR调整反相器210”、220”及230”的负载电容来调整振荡信号OSC的频率。也就是说，随着反相器210”、220”及230”的负载电容增大，信号延迟时间可增大且振荡信号OSC的频率可降低。如图9所说明，可变电容电路240”、250”及260”可分别连接至反相器210”、220”及230”的输出端，或者不同于图9所说明，可变电容电路240”、250”及260”可仅连接至反相器210”、220”及230”的输出端中的仅某些输出端。

如图9所说明，可变电容电路240”可包括电容器C1、C2及C3以及开关，所述开关分别串联连接至电容器C1、C2及C3且分别受开关控制信号SW11、SW12及SW13控制。开关控制信号SW11、SW12及SW13中的每一个开关控制信号可根据频率控制信号F_CTR而被激活或被去激活，且反相器210”的负载电容可由开关控制信号SW11、SW12及SW13确定。另外，可变电容电路240”中所包含的电容器C1、C2及C3的电容可相互不同。在实施例中，可变电容电路240”中所包含的电容器C1、C2及C3可为例如具有低温度系数的金属电容器。

图10是图6B所示系统的信号的实例的时序图。如上所述，可通过数字运算来确定振荡器200f的零温度系数电压V_ZTC，且可以数字方式控制由振荡器200f输出的振荡信号OSC的频率。尽管图6B未说明温度信号TEMP，然而在图10的说明中假设图6B所示的零温度系数估测器120f接收表示振荡器200f的温度的温度信号TEMP。在下文中，将参照图6B阐述图10。

在时间t11至时间t23处，零温度系数估测器120f可执行估测振荡器200f的零温度系数条件的操作且可输出被激活的估测信号EST。也就是说，从开始时间直到完成振荡器120f的零温度系数条件的估测的时间(例如，时间t23)，零温度系数估测器120f可维持被激活的估测信号EST。响应于被激活的估测信号EST，频率控制器160f可将频率控制信号F_CTR的值维持为'FC0'。

在时间t11处，温度信号TEMP可因振荡器200f具有第一温度T1而表示第一温度T1。零温度系数估测器120f可通过温度信号TEMP来辨认第一温度T1且可输出为'VC1'的偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为第一电压V1。偏压电路140f可响应于为'VC1'的偏压控制信号V_CTR而输出具有为第一电压V1的量值的电源电压VDD。由于电源电压VDD的量值为第一电压V1且频率控制信号F_CTR为'FC0'，因此振荡器200f可输出具有第一频率F1的振荡信号OSC。频率检测器180f可通过检测振荡信号OSC的频率来输出表示第一频率F1的频率检测信号FRE。零温度系数估测器120f可根据自频率检测器180f接收的频率检测信号FRE来存储第一频率F1(例如，存储在图4A所示的第一存储装置121a中)。

在时间t12处，零温度系数估测器120f可输出为'VC2'的偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为第二电压V2。偏压电路140f可响应于为'VC2'的偏压控制信号V_CTR而输出具有第二电压V2的量值的电源电压VDD。由于电源电压VDD的量值为第二电压V2且频率控制信号F_CTR为'FC0'，因此振荡器200f可输出具有第二频率F2的振荡信号OSC。频率检测器180f可通过检测振荡信号OSC的频率来输出表示第二频率F2的频率检测信号FRE。零温度系数估测器120f可根据自频率检测器180f接收的频率检测信号FRE来存储第二频率F2(例如，存储在图4A所示的第二存储装置122a中)。

在时间t21处，温度信号TEMP可因振荡器200f具有第二温度T2而表示第二温度T2。零温度系数估测器120f可通过温度信号TEMP来辨认第二温度T2且可输出为'VC3'的偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为第三电压V3。偏压电路140f可响应于为'VC3'的偏压控制信号V_CTR而输出具有第三电压V3的量值的电源电压VDD。由于电源电压VDD的量值为第三电压V3且频率控制信号F_CTR为'FC0'，因此振荡器200f可输出具有第三频率F3的振荡信号OSC。频率检测器180f可通过检测振荡信号OSC的频率来输出表示第三频率F3的频率检测信号FRE。零温度系数估测器120f可根据自频率检测器180f接收的频率检测信号FRE来存储第三频率F3(例如，存储在图4A所示的第三存储装置123a中)。

在时间t22处，零温度系数估测器120f可输出为'VC4'的偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为第四电压V4。偏压电路140f可响应于为'VC4'的偏压控制信号V_CTR而输出具有第四电压V4的量值的电源电压VDD。由于电源电压VDD的量值为第四电压V4且频率控制信号F_CTR为'FC0'，因此振荡器200f可输出具有第四频率F4的振荡信号OSC。频率检测器180f可通过检测振荡信号OSC的频率来输出表示第四频率F4的频率检测信号FRE。零温度系数估测器120f可根据自频率检测器180f接收的频率检测信号FRE来存储第四频率F4(例如，存储在图4A所示的第四存储装置124a中)。

在时间t23处，零温度系数估测器120f可基于第一电压V1至第四电压V4以及第一频率F1至第四频率F4来计算零温度系数电压V_ZTC，且可输出为'VC_ZTC'的偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为零温度系数电压V_ZTC。另外，由于振荡器200e的零温度系数条件的估测已完成，因而零温度系数估测器120f可输出被去激活的估测信号EST。偏压电路140f可响应于为'VC_ZTC'的偏压控制信号V_CTR来输出具有零温度系数电压V_ZTC的量值的电源电压VDD。由于电源电压VDD的量值为零温度系数电压V_ZTC且频率控制信号F_CTR为'FC0'，因此振荡器200f可输出频率为'F_ZTC'的振荡信号OSC。频率检测器180f可通过检测振荡信号OSC的频率来输出表示'F_ZTC'的频率检测信号FRE。零温度系数估测器120f可将偏压控制信号V_CTR维持为'VC_ZTC'以使电源电压VDD的量值维持为零温度系数电压V_ZTC。

在时间t24处，频率控制器160f可开始进行将振荡信号OSC的频率'F_ZTC'改变成预定目标频率F_TAR的操作。也就是说，频率控制器160f可响应于被去激活的估测信号EST而输出为'FC1'的频率控制信号F_CTR，且可因电源电压VDD的量值为零温度系数电压V_ZTC及频率控制信号F_CTR为'FC1'而输出频率为'F11'的振荡信号OSC。频率检测器180f可通过检测振荡信号OSC的频率而输出表示'F11'的频率检测信号FRE。频率控制器160f可因从频率检测器180f接收的频率检测信号FRE而辨认出频率'F11'且可通过将频率'F11'与预定目标频率F_TAR进行比较来确定频率控制信号F_CTR的下一值(即，'FC2')。相似地，在时间t25、t26及t27中的每一个时间处，基于自频率检测器180f接收的频率检测信号FRE，频率控制器160f可调整频率控制信号F_CTR的值以使振荡信号OSC的频率变为预定目标频率F_TAR。

在时间t28处，频率控制器160f可输出为'FC_TAR'的频率控制信号F_CTR，且振荡器200f可因电源电压VDD的量值为零温度系数电压V_ZTC及频率控制信号F_CTR为'FC_TAR'而输出具有预定目标频率F_TAR的振荡信号OSC。通过检测振荡信号OSC的频率，频率检测器180f可辨认出预定目标频率F_TAR且可将频率控制信号F_CTR维持为'FC_TAR'。

图11A及表3是说明图1所示零温度系数估测器120的实施例的运行的曲线图及表。图11B及表4是说明图1所示零温度系数估测器120的实施例的运行的曲线图及表。与以上阐述的图3A及图3B相似，零温度系数估测器120可从第一条线41与第二条线42之间的交叉点Z计算零温度系数电压V_ZTC。如以下参照图11A及图11B所述，基于从第一条线41与第二条线42导出的交叉点或交点Z，零温度系数估测器120可额外地执行补偿振荡器200的非线性特性的操作。如在图3B中一样，在图11A及图11B中，第一电压V1与第三电压V3可彼此相等，且第二电压V2与第四电压V4可彼此相等。

表3

表4

参照图11A，可从连接点A与点B的直线及连接点C与点D的直线(即，线41及线42)计算出交叉点Z，且根据振荡器200的电源电压VDD而变化的振荡信号OSC的频率特性可如图11A所示为非线性的。因此，从四个检测点A、B、C及D计算的交叉点Z可不同于零温度系数点(即，第一温度T1的特性曲线41'与第二温度T2的特性曲线42'之间的交叉点)。

随着四个检测点A、B、C及D之间的距离减小，也就是说，随着第一电压V1与第二电压V2之间的差减小，交叉点Z与实际零温度系数点之间的差可减小。如下所述，零温度系数估测器120可基于从四个检测点A、B、C及D计算出的交叉点Z来检测四个新点A'、B'、C'及D'，且可从四个新点A'、B'、C'及D'计算出交叉点Z'，交叉点Z'实质上相同于实际零温度系数点或相对于实际零温度系数点的误差减小。

根据实施例，零温度系数估测器120可利用第一电压V1及第二电压V2以第一温度T1及第二温度T2检测四个点A、B、C及D，且可从四个检测点A、B、C及D计算出交叉点Z。此后，零温度系数估测器120可计算位于第一电压V1与和交叉点Z对应的电压V_Z之间的第五电压V5以及位于第二电压V2与和交叉点Z对应的电压V_Z之间的第六电压V6。零温度系数估测器120可利用第五电压V5及第六电压V6以第一温度T1及第二温度T2检测第五频率F5至第八频率F8，且可从四个检测点A'、B'、C'及D'计算交叉点Z'。如图11A所说明，四个检测点A'、B'、C'及D'之间可具有比先前的四个点A、B、C及D小的距离，且因此交叉点Z'可比交叉点Z更靠近零温度系数点。因此，零温度系数估测器120可确定与交叉点Z'对应的电压作为零温度系数电压V_ZTC。

参照图11B，零温度系数估测器120可在与用于检测四个点A、B、C及D的温度不同的温度下检测四个新点A”、B”、C”及D”。也就是说，如图11B所说明，零温度系数估测器120可利用第一电压V1及第二电压V2在第一温度T1及第二温度T2中的每一温度下检测四个点A、B、C及D，且可基于和交叉点Z对应的电压V_Z来计算第五电压V5及第六电压V6。此后，零温度系数估测器120可检测与第三温度及第四温度以及第五电压及第六电压的四种组合对应的振荡信号的四个频率。具体来说，零温度系数估测器120可利用第五电压V5及第六电压V6在与第一温度T1及第二温度T2不同的第三温度T3及第四温度T4下检测第五频率F5至第八频率F8，且可从四个检测点A”、B”、C”及D”计算交叉点Z”。如以上参照图2、图3A及图3B所阐述，在振荡器200中，由于无论温度如何电源电压VDD及振荡信号OSC的频率在零温度系数点处均为恒定的，因此从在第三温度T3及第四温度T4下检测的四个点A”、B”、C”及D”计算出的交叉点Z”也可为有效的。也就是说，不仅图11B中的第三温度T3的特性曲线43与第四温度T4的特性曲线44可在零温度系数点处交叉，而且图11A中的第一温度T1的特性曲线41'与第二温度T2的特性曲线42'也可在零温度系数点处交叉。

图12是说明控制振荡器的方法的实施例的流程图。如图12所说明，所述方法可包括多个操作S200、S400及S600且可例如由图1所示零温度系数估测器120执行。在下文中，将参照图1阐述图12。

在操作S200中，可控制振荡器200的电源电压VDD且可撷取振荡信号OSC的频率。由振荡器200输出的振荡信号OSC的频率可根据被供应至振荡器200的电源电压VDD的量值而变化，且零温度系数估测器120可向振荡器200供应具有各种量值的电源电压VDD并撷取振荡信号OSC的所得频率。以下将参照图13阐述操作S200的细节。

在操作S400中，可基于电源电压VDD及振荡信号OSC的频率来估测零温度系数电压V_ZTC。举例来说，在两个轴分别表示振荡器200的电源电压的量值及振荡信号OSC的频率的曲线图中，零温度系数估测器120可从与不同的第一电压V1及第二电压V2对应的第一频率F1及第二频率F2导出一条线，且可从分别在振荡器200的不同温度下导出的线之间的交叉点估测零温度系数电压V_ZTC。

在操作S600中，可产生偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为零温度系数电压V_ZTC。将电源电压VDD供应至振荡器200的偏压电路140可基于偏压控制信号V_CTR来调整电源电压VDD的量值，且零温度系数估测器120可产生偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为零温度系数电压V_ZTC，并可将零温度系数电压V_ZTC提供至偏压电路140。因此，可将具有零温度系数电压V_ZTC的量值的电源电压VDD供应至振荡器200，且振荡器200可输出在零温度系数条件下无论温度变化如何均具有恒定频率的振荡信号OSC。

图13是说明图12所示操作S200及操作S400的实施例的实例的流程图。通过以上参照图12阐述的方式，在操作S200a中，可控制振荡器的电源电压的量值且可撷取振荡信号的频率；且在操作S400a中，可基于电源电压的量值及振荡信号的频率来估测零温度系数电压V_ZTC。根据实施例，可通过分别由图5A所示的零温度系数估测器120c或图5B所示的零温度系数估测器120d来执行图13所示操作S200a及操作S400a。在下文中，将参照图3A及图5A来阐述图13。

参照图13，操作S200a可包括操作S220、S240、S260及S280。在操作S220中，可从温度信号TEMP辨认出第一温度T1。零温度系数估测器120c可从自系统10c外部接收的(或者如图5B所说明在系统10d中产生的)温度信号TEMP辨认出振荡器200c的第一温度T1。

在操作S240中，可将电源电压VDD的量值控制成在不同的时间处变为第一电压V1及第二电压V2且可撷取第一频率F1及第二频率F2。举例来说，零温度系数估测器120c可将偏压控制信号V_CTR形成为使得电源电压VDD的量值变为第一电压V1，且可撷取振荡信号OSC的第一频率F1。此后，零温度系数估测器120c可将偏压控制信号V_CTR产生成使得电源电压VDD的量值变为第二电压V2，且可撷取振荡信号OSC的第二频率F2。

在操作S260中，可从温度信号TEMP辨认出第二温度T2。第二温度T2可不同于第一温度T1，且第一温度T1与第二温度T2之间的差可大于预定值，如以下参照图14所阐述。通过辨认出第二温度T2，零温度系数估测器120c可开始进行根据在第一温度T1下导出的振荡器200c的电源电压VDD的量值来导出与振荡信号OSC的频率特征(例如，图3A所示第一条线21)不同的特征的操作。

在操作S280中，可将电源电压VDD的量值控制成在不同的时间处变为第三电压V3及第四电压V4且可撷取第三频率F3及第四频率F4。举例来说，零温度系数估测器120c可产生偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为第三电压V3，且可撷取振荡信号OSC的第三频率F3。此后，零温度系数估测器120c可产生偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为第四电压V4，且可撷取振荡信号OSC的第四频率F4。在实施例中，第一电压V1与第三电压V3可彼此相等，且第二电压V2与第四电压V4可彼此相等。

在操作S400a中，可基于第一频率F1至第四频率F4以及第一电压V1至第四电压V4来计算零温度系数电压V_ZTC。举例来说，如图3A所说明，零温度系数估测器120c可从第一频率F1至第四频率F4以及第一电压V1至第四电压V4导出第一条线21及第二条线22，且可计算第一条线21与第二条线22之间的交叉点Z作为零温度系数点。零温度系数电压V_ZTC可为与交叉点Z对应的电压。

图14是说明图13所示操作S260的示例性实施例S260'的流程图。在以上参照图13所阐述的方式中，在操作S260'中，可从温度信号TEMP辨认出第二温度T2。参照图14，操作S260'可包括操作S261及操作S262。在下文中，将参照图5A阐述图14。

在操作S261中，可从温度信号TEMP提取第二温度T2。如以上参照图5A及图5B所阐述，温度信号TEMP可为能够表示振荡器200c的各种温度的信号。举例来说，温度信号TEMP可包括多个位且可由零温度系数估测器120c经由多条信号线并行地接收，或者可由零温度系数估测器120c经由一条信号线串行地接收。零温度系数估测器120c可从温度信号TEMP提取由温度信号TEMP表示的第二温度T2。

在操作S262中，可将第一温度T1与第二温度T2之间的差与参考值进行比较。参照图3A，当第一温度T1与第二温度T2之间的差小时，所导出的第一条线21与第二条线22之间的斜率差可为小的。另一方面，当第一温度T1与第二温度T2之间的差足够大时，所导出的第一条线21与第二条线22之间的斜率差可为大的，且因此第一条线21与第二条线22之间的交叉点Z可靠近零温度系数点。因此，通过将第一温度T1与第二温度T2之间的差和参考值进行比较，当第一温度T1与第二温度T2之间的差小于参考值时，零温度系数估测器120c在操作S261中可再次从新的温度信号TEMP提取第二温度T2。相反，当第一温度T1与第二温度T2之间的差大于参考值时，可在所提取的第二温度T2下执行后续操作(例如，图13所示操作S280)。

图15是说明控制振荡器的方法的实施例的流程图。如图15所说明，所述方法可包括多个操作S100b、S200b、S400b、S600b及S700b，且可例如由图6A所示控制电路100e或图6B所示控制电路100f来执行所述方法。在下文中，将参照图6A阐述图15。

在操作S100b中，可将频率控制信号F_CTR维持为恒定的。举例来说，频率控制器160e可响应于从零温度系数估测器120e输出的被激活的估测信号EST来将频率控制信号F_CTR维持为恒定的。也就是说，在后续操作中，由于频率控制信号F_CTR可在估测振荡器200e的零温度系数条件的同时维持为恒定的，因而可检测根据振荡器200e的电源电压VDD的量值而变化的振荡信号OSC的频率特性且因此可准确地估测振荡器200e的零温度系数条件。

图15所示操作S200b、S400b及S600b可分别与图12所示操作S200、S400及S600相同或相似。也就是说，零温度系数估测器120e可通过控制电源电压VDD的量值来撷取振荡信号OSC的多个频率且可基于电源电压VDD的量值及所述多个频率来估测振荡器200e的零温度系数电压V_ZTC。另外，零温度系数估测器120e可产生并输出偏压控制信号V_CTR以使电源电压VDD的量值变为零温度系数电压V_ZTC。

在操作S700b中，可产生频率控制信号F_CTR以使振荡信号OSC具有预定目标频率F_TAR。举例来说，如图7所说明，当电源电压VDD的量值是零温度系数电压V_ZTC且频率控制信号F_CTR是在操作S100b中设定的值时，振荡信号OSC的频率F_ZTC可不同于预定目标频率F_FAR。因此，频率控制器160e可产生频率控制信号F_CTR，将所产生的频率控制信号F_CTR提供至振荡器200e，并撷取振荡信号OSC的对应频率以产生频率控制信号F_CTR来使振荡信号OSC具有预定目标频率F_TAR。因此，无论工艺-电压-温度(process-voltage-temperature，PVT)变化如何，振荡器200e均可输出具有预定目标频率F_TAR的振荡信号OSC。

图16是说明控制振荡器的方法的实施例的流程图。如以上参照图11A及图11B所阐述，可对振荡器的非线性特性进行补偿。举例来说，可在图13所示操作S400a之后执行图16所示操作S510、S520、S540、S560、S580及S590，且操作S510、S520、S540、S560、S580及S590可由图6A所示控制电路100e或图6B所示控制电路100f执行。在下文中，将参照图11B及图6A阐述图16。

在操作S510中，可基于交叉点Z以及第一电压V1及第二电压V2来计算第五电压V5及第六电压V6。交叉点Z可在先前操作中由第一电压V1至第四电压V4以及第一频率F1至第四频率F4计算出。在图16所示实例中，第一电压V1与第三电压V3可彼此相等且第二电压V2与第四电压V4可彼此相等。第五电压V5可位于第一电压V1与和交叉点Z对应的电压V_Z之间，且第六电压V6可位于第二电压与和交叉点对应的电压V_Z之间。

图16所示操作S520、S540、S560及S580可以图13所示操作S220、S240、S260及S280的方式执行。也就是说，可在第三温度T3下撷取分别与第五电压V5及第六电压V6对应的第五频率F5及第六频率F6，且可在第四温度T4下撷取分别与第五电压V5及第六电压V6对应的第七频率F7及第八频率F8。在实施例中，第三温度T3可等于图13所示第一温度T1，且第四温度T4可等于图13所示第二温度T2。

在操作S590中，可基于第五频率F5至第八频率F8以及第五电压V5及第六电压V6来计算零温度系数电压V_ZTC。举例来说，可提取由第五频率F5及第六频率F6以及第五电压V5及第六电压V6形成的第三温度T3的线，且可提取由第七频率F7及第八频率F8以及第五电压V5及第六电压V6形成的第四温度T4的线。可计算出第三温度T3的线与第四温度T4的线之间的交叉点Z”，且交叉点Z”比操作S510的交叉点Z更靠近零温度系数点。因此，可将与交叉点Z”对应的电压确定为零温度系数电压V_ZTC。

图17是包括振荡器控制电路1110的集成电路1000的实施例的方块图。如图17所说明，集成电路1000可包括参考时钟产生器1100、多个锁相环(phase locked loop，PLL)1200、1300及1400以及时钟信号产生器1500。

参考时钟产生器1100可包括根据实施例的振荡器控制电路1110以及振荡器1120。与以上已阐述的相似，根据实施例的振荡器控制电路1110可控制振荡器1120的电源电压的量值以估测振荡器1120的零温度系数条件，且可将振荡器1120控制成使得振荡器1120的输出信号具有预定目标频率。因此，振荡器1120的输出信号可无论工艺-电压-温度变化如何均具有恒定的频率(即，预定目标频率)，且可被用作参考时钟信号CLK。

如图17所说明，参考时钟信号CLK可被供应至所述多个锁相环1200、1300及1400且也可被供应至包括根据实施例的振荡器控制电路1510及振荡器1520的时钟信号产生器1500。举例来说，振荡器控制电路1510可包括用于检测振荡器1520的输出信号的频率的频率检测器，且所述频率检测器中所包含的计数器可基于参考时钟信号CLK的沿的计数值以及振荡器1520的输出信号的沿的计数值来检测振荡器1520的输出信号的频率。另外，如图17所说明，由参考时钟产生器1100产生的参考时钟信号CLK可被输出至集成电路1000外部。因此，由于可由参考时钟产生器1100取代晶体振荡器，因此可节省空间。

已参照图式阐述了本发明概念的实施例。尽管使用具体用语来阐述实施例，然而所述用语仅用于阐述本发明概念的技术理念而并非旨在限制本发明概念的由以上权利要求所阐述的范围。因此，所属领域中的普通技术人员应理解，可自其衍生出各种修改及其他等效实施例。因此，本发明概念的精神及范围应由随附权利要求界定。

尽管已参照本发明概念的实施例具体显示并阐述了本发明概念，然而应理解，在不背离以上权利要求的精神及范围的条件下可对本文作出形式及细节上的各种变化。