校正滤波器及其校正控制器的制作方法

本实用新型涉及一种校正滤波器及其校正控制器，特别是采用单个运放的校正滤波器以及采用校正滤波器的校正控制器，属电子电路、滤波电路、模拟解算电路与控制电路。

背景技术：

在自控系统中，控制器也称调节器或调整环节，本质上是一个调节增益与相位的滤波器，控制器通常由一阶微分、一阶惯性、二阶微分和二阶振荡等多种典型环节级联构成。

描述系统或环节较为有效的方法是频率特性，频率特性可源自于传递函数：

其中：

物理量频率除以基准频率的数值f称为频率标幺值，当时f即为频率数值：

反过来，频率物理量就是频率标幺值f乘以基准频率或频率数值f乘以单位Hz：

为了系统或环节描述的简洁与方便，可采用以频率数值f为自变量的频率特性G(jf)：

系统或环节的频率特性是频率数值的复变函数：

频率特性的模即为幅频特性，幅频特性是频率数值的实变函数：

G_M(f)＝abs[G(jf)]＝|G(jf)|

频率特性的辐角即为相频特性，相频特性也是频率数值的实变函数：

G_Λ(f)＝arg[G(jf)]＝<G(jf)>

系统或环节的自然对数频率特性是频率特性的自然对数函数，自然对数频率特性也是频率数值的复变函数：

N_R(f)+jN_I(f)＝N(jf)＝ln[G(jf)]

反过来，系统或环节的频率特性是自然对数频率特性的自然指数函数：

自然对数频率特性的实部即为自然增益频率特性，自然增益频率特性是频率数值的实变函数：

N_R(f)＝Re[N(jf)]＝ln[G_M(f)]

自然对数频率特性的虚部即为自然相角频率特性，自然相角频率特性是频率数值的实变函数：

N_I(f)＝Im[N(jf)]＝G_Λ(f)

频率数值f的自然对数δ称为自然飘频：

反过来，频率数值f是自然飘频δ作为自然指数的函数：

f＝e^δ

系统或环节的自然飘频特性是以自然飘频为自变量的自然对数频率特性，亦为以自然飘频为自变量的频率特性的自然对数函数，自然飘频特性是自然飘频的复变函数：

自然飘频特性的实部即为自然增益飘频特性，亦是以自然飘频为自变量的自然对数频率特性的实部，即以自然飘频为自变量的自然增益频率特性，自然增益飘频特性是自然飘频的实变函数：

自然飘频特性的虚部即为自然相角飘频特性，亦是以自然飘频为自变量的自然对数频率特性的虚部，即以自然飘频为自变量的自然相角频率特性，自然相角飘频特性是自然飘频的实变函数：

频率数值f的常用对数ρ称为普通飘频或常用飘频：

反过来，频率数值f是普通飘频或常用飘频ρ作为常用指数的函数：

f＝10^ρ

系统或环节的基础飘频特性是以普通飘频为自变量的自然对数频率特性，亦为以普通飘频为自变量的频率特性的自然对数函数，基础飘频特性是普通飘频的复变函数：

基础飘频特性的实部即为基础增益飘频特性，亦是以普通飘频为自变量的自然对数频率特性的实部，即以普通飘频为自变量的自然增益频率特性，基础增益飘频特性是普通飘频的实变函数：

基础飘频特性的虚部即为基础相角飘频特性，亦是以普通飘频为自变量的自然对数频率特性的虚部，即以普通飘频为自变量的自然相角频率特性，基础相角飘频特性是普通飘频的实变函数：

系统或环节的常用增益频率特性为频率特性模的常用对数函数乘以20，常用增益频率特性是频率数值的实变函数：

L_R(f)＝20lg|G(jf)|

系统或环节的常用相角频率特性为频率特性的辐角，常用相角频率特性也是频率数值的实变函数：

L_I(f)＝arg[G(jf)]

系统或环节的常用对数频率特性是以常用增益频率特性为实部、以常用相角频率特性为虚部构成的复变函数，常用对数频率特性是频率数值的复变函数：

L(jf)＝L_R(f)+jL_I(f)＝20lg|G(jf)|+j arg[G(jf)]

常用增益飘频特性是以常用飘频为自变量的常用增益频率特性，即以常用飘频为自变量的频率特性模的常用对数函数乘以20，常用增益飘频特性是常用飘频的实变函数：

l_R(ρ)＝L_R(10^ρ)＝20lg|G(j10^ρ)|

常用相角飘频特性是以常用飘频为自变量的常用相角频率特性，即以常用飘频为自变量的频率特性的辐角，常用相角飘频特性是常用飘频的实变函数：

系统或环节的常用飘频特性是以常用增益飘频特性为实部、以常用相角飘频特性为虚部构成的复变函数，常用飘频特性是以常用飘频为自变量的常用对数频率特性，常用飘频特性是常用飘频的复变函数：

l_R(ρ)+jl_I(ρ)＝l(jρ)＝L(j10^ρ)＝L_R(10^ρ)+jL_I(10^ρ)

系统或环节的简约增益频率特性为频率特性模的常用对数函数，简约增益频率特性是频率数值的实变函数：

Z_R(f)＝lg|G(jf)|

系统或环节的简约相角频率特性为频率特性的辐角除以简约相角频率特性也是频率数值的实变函数：

Z_I(f)＝<G(jf)>/∏

系统或环节的简约对数频率特性是以简约增益频率特性为实部、以简约相角频率特性为虚部构成的复变函数，简约对数频率特性是频率数值的复变函数：

Z(jf)＝Z_R(f)+jZ_I(f)＝lg|G(jf)|+j<G(jf)>/∏

简约增益飘频特性是以普通飘频为自变量的简约增益频率特性，即以普通飘频为自变量的频率特性模的常用对数函数，简约增益飘频特性是普通飘频的实变函数：

z_R(ρ)＝Z_R(10^ρ)＝lg|G(j10^ρ)|

简约相角飘频特性是以普通飘频为自变量的简约相角频率特性，即以普通飘频为自变量的频率特性的辐角除以简约相角飘频特性是普通飘频的实变函数：

z_I(ρ)＝Z_I(10^ρ)＝<G(j10^ρ)>/∏

系统或环节的简约飘频特性是以简约增益飘频特性为实部、以简约相角飘频特性为虚部构成的复变函数，简约飘频特性是以普通飘频为自变量的简约对数频率特性，简约飘频特性是普通飘频的复变函数：

z_R(ρ)+jz_I(ρ)＝z(jρ)＝Z(j10^ρ)＝Z_R(10^ρ)+jZ_I(10^ρ)

单位阶跃函数采用的定义：

单位区间函数的定义：

前者称为有向或单向区间函数，后者称为无向或双向区间函数。

一阶微分环节的框图如图1所示，一阶微分环节的传递函数为：

其中：是物理量转折频率的数值，即：

一阶微分环节的频率特性：

一阶微分环节的自然对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝e^Δ，即自然转折飘频Δ＝ln(F)，一阶微分环节的自然飘频特性：

n(jδ)＝N(je^δ)＝0.5ln(1+e^2δ-2Δ)+j arctan(e^δ-Δ)

一阶微分环节的自然增益飘频特性及其四段近似折线：

n_R(δ)＝0.5ln(1+e^2δ-2Δ)≈[0.5ln(2)(1-0.5|δ-Δ|)E(δ-Δ，2)+(δ-Δ)ε(δ-Δ)]

折线的折点端斜法表示：0→(Δ-2，0)→(Δ，0.345)→(Δ+2，2)→1

一阶微分环节的自然相角飘频特性及其三段近似折线：

n_I(δ)＝arctan(e^δ-Δ)≈0.25[0.25(δ-Δ+2)E(δ-Δ，2)+ε(δ-Δ-2)]∏

折线的折点端斜法表示：0→(Δ-2，0)→(Δ，0.125∏)→(Δ+2，0.25∏)→0

一阶微分环节的自然飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：(0，0)→(0.345，0.125∏)→(2，0.25∏)→0∏

纵坐标和横坐标均为线性分度的一阶微分环节的自然增益飘频特性曲线和自然相角飘频特性曲线如图2所示，一阶微分环节的自然幅相飘频特性曲线如图3所示。

设：转折频率的数值F＝10^P，即普通转折飘频P＝lg(F)，一阶微分环节的基础飘频特性：

m(jρ)＝N(j10^ρ)＝0.5ln(1+10^2ρ-2P)+j arctan(10^ρ-P)

一阶微分环节的基础增益飘频特性及其四段近似折线：

m_R(ρ)＝0.5ln(1+10^2ρ-2P)≈ln(10)[0.5lg(2)(1-|ρ-P|)E(ρ-P，1)+(ρ-P)ε(ρ-P)]

折线的折点端斜法表示：0→(P-1，0)→(P，0.345)→(P+1，2.3)→2.3

一阶微分环节的基础相角飘频特性及其三段近似折线：

m_I(ρ)＝arctan(10^ρ-P)≈0.25[0.5(ρ-P+1)E(ρ-P，1)+ε(ρ-P-1)]∏

折线的折点端斜法表示：0→(P-1，0)→(P，0.125∏)→(P+，0.25∏)→0

一阶微分环节的基础飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：(0，0)→(0.345，0.125∏)→(2.3，0.25∏)→0∏

一阶微分环节的常用对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即常用转折飘频P＝lg(F)，一阶微分环节的常用飘频特性：

l(Jρ)＝L(j10^ρ)＝10lg(1+10^2ρ-2P)+j arctan(10^ρ-P)

一阶微分环节的常用增益飘频特性及其四段近似折线：

l_R(ρ)＝10lg(1+10^2ρ-2P)≈20[0.5lg(2)(1-|ρ-P|)E(ρ-P，1)+(ρ-P)ε(ρ-P)]

折线的折点端斜法表示：0→(P-1，0)→(P，3)→(P+1，20)→20

一阶微分环节的常用相角飘频特性及其三段近似折线：

l_I(ρ)＝arctan(10^ρ-P)≈0.25[0.5(ρ-P+1)E(ρ-P，1)+ε(ρ-P-1)]∏

折线的折点端斜法表示：0→(P-1，0)→(P，0.125∏)→(P+1，0.25∏)→0

一阶微分环节的常用飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：(0，0)→(3，0.125∏)→(20，0.25∏)→0∏

纵坐标和横坐标均为线性分度的一阶微分环节的常用增益飘频特性曲线和常用相角飘频特性曲线如图4所示。

一阶微分环节的简约对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即普通转折飘频P＝lg(F)，一阶微分环节的简约飘频特性：

z(Jρ)＝Z(j10^ρ)＝0.5lg(1+10^2ρ-2P)+j arctan(10^ρ-P)/∏

一阶微分环节的简约增益飘频特性及其四段近似折线：

z_R(ρ)＝0.5lg(1+10^2ρ-2P)≈[0.5lg(2)(1-|ρ-P|)E(ρ-P，1)+(ρ-P)ε(ρ-P)]

折线的折点端斜法表示：0→(P-1，0)→(P，0.15)→(P+1，1)→1

一阶微分环节的简约相角飘频特性及其三段近似折线：

z_I(ρ)＝arctan(10^ρ-P)/∏≈0.25[0.5(ρ-P+1)E(ρ-P，1)+ε(ρ-P-1)]

折线的折点端斜法表示：0→(P-1，0)→(P，0.125)→(P+1，0.25)→0

一阶微分环节的简约飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：(0，0)→(0.15，0.125)→(1，0.25)→0∏

一阶微分环节的简约幅相飘频特性曲线如图5所示。

一阶惯性环节的框图如图6所示，一阶惯性环节的传递函数为：

其中：是物理量转折频率的数值，即：

一阶惯性环节的频率特性：

一阶惯性环节的自然对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝e^Δ，即自然转折飘频Δ＝ln(F)，一阶惯性环节的自然飘频特性及其四段近似折线：

纵坐标和横坐标均为线性分度的一阶惯性环节的自然增益飘频特性曲线和自然相角飘频特性曲线如图7所示，一阶惯性环节的自然幅相飘频特性曲线如图8所示。

设：转折频率的数值F＝10^P，即普通转折飘频P＝lg(F)，一阶惯性环节的基础飘频特性及其四段近似折线：

一阶惯性环节的常用对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即常用转折飘频P＝lg(F)，一阶惯性环节的常用飘频特性及其四段近似折线：

纵坐标和横坐标均为线性分度的一阶惯性环节的常用增益飘频特性曲线和常用相角飘频特性曲线如图9所示。

一阶惯性环节的简约对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即普通转折飘频P＝lg(F)，一阶惯性环节的简约飘频特性及其四段近似折线：

一阶惯性环节的简约幅相飘频特性曲线如图10所示。

四象限反正切函数的定义

二阶微分环节的框图如图11所示，二阶微分环节的传递函数为：

其中：是物理量转折频率的数值，即：

二阶微分环节的频率特性：

二阶微分环节的自然对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝e^Δ，即自然转折飘频Δ＝ln(F)，二阶微分环节的自然飘频特性：

二阶微分环节的自然增益飘频特性及其四段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的自然相角飘频特性及其三段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的自然飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：

二阶微分环节的自然增益飘频特性曲线和自然相角飘频特性曲线如图12所示，二阶微分环节的自然幅相飘频特性曲线如图13所示。

设：转折频率的数值F＝10^P，即普通转折飘频P＝lg(F)，二阶微分环节的基础飘频特性：

二阶微分环节的基础增益飘频特性及其四段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的基础相角飘频特性及其三段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的基础飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：

二阶微分环节的常用对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即常用转折飘频P＝lg(F)，二阶微分环节的常用飘频特性：

二阶微分环节的常用增益飘频特性及其四段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的常用相角飘频特性及其三段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的常用飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：

二阶微分环节的常用增益飘频特性曲线和常用相角飘频特性曲线如图14所示。

二阶微分环节的简约对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即普通转折飘频P＝lg(F)，二阶微分环节的简约飘频特性：

二阶微分环节的简约增益飘频特性及其四段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的简约相角飘频特性及其三段近似折线：

折线的折点端斜法表示：

二阶微分环节的简约飘频特性的四段近似折线：

折线的折点端角法表示：

二阶微分环节的简约幅相飘频特性曲线如图15所示。

二阶振荡环节的框图如图16所示，二阶振荡环节的传递函数为：

其中：是物理量转折频率的数值，即：

二阶振荡环节的频率特性：

二阶振荡环节的自然对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝e^Δ，即：自然转折飘频Δ＝ln(F)，二阶振荡环节的自然飘频特性及其四段近似折线：

二阶振荡环节的自然增益飘频特性曲线和自然相角飘频特性曲线如图17所示，二阶振荡环节的自然幅相飘频特性曲线如图18所示。

设：转折频率的数值F＝10^P，即：普通转折飘频P＝lg(F)，二阶振荡环节的基础飘频特性及其四段近似折线：

二阶振荡环节的常用对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即：常用转折飘频P＝lg(F)，二阶振荡环节的常用飘频特性及其四段近似折线：

二阶振荡环节的常用增益飘频特性曲线和常用相角飘频特性曲线如图19所示。

二阶振荡环节的简约对数频率特性：

设：转折频率的数值F＝10^P，即：普通转折飘频P＝lg(F)，二阶振荡环节的简约飘频特性及其四段近似折线：

二阶振荡环节的简约幅相飘频特性曲线如图20所示。

同时，常见形式的滤波器由于含有微分环节，对电压噪声特别敏感，而且运算放大器的高频信号放大能力有限，因此其高频特性较差。

当控制器较为复杂时，构成控制的环节就较多，实现控制器的电路也就复杂，由此导致成本、可靠性、参数调整、工艺等因素的劣化。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题是：

1、单个运放实现的具有良好频率特性的、静态直流平衡的校正滤波器；

2、采用校正滤波器实现的频率特性灵活多样的校正控制器。

本实用新型提供了一种校正滤波器及其校正控制器。

本实用新型所要解决的技术问题是通过下述技术方案实现的。

一种校正滤波器，有一个信号输入端和一个信号输出端；校正滤波器由运算放大器、电阻和电容构成或由运算放大器、电阻、电感和电容构成，运算放大器的同相输入端通过电阻接地或直接接地，运算放大器的反相输入端通过电阻和电容的串联电路或电阻、电感和电容的串联电路接校正滤波器的信号输入端、并通过另一支电阻和电容的串联电路或电阻、电感和电容的串联电路接运算放大器的输出端、同时还通过一个单独的电阻接地，运算放大器的输出端接为校正滤波器的信号输出端。

另一种形式的校正滤波器，其运算放大器的反相输入端先连接到一个电位器的滑动端，电位器的两个固定端再分别通过电阻和电容的串联电路或电阻、电感和电容的串联电路接到校正滤波器的信号输入端和运算放大器的输出端、同时还通过一个单独的电阻接地。

一种包含校正滤波器的校正控制器，有一个信号输入端和一个信号输出端；校正控制器由两个校正滤波器级联构成，第一个校正滤波器的信号输入端接为校正控制器的信号输入端，第一个校正滤波器的信号输出端连接第二个校正滤波器的信号输入端，第二个校正滤波器的信号输出端接为校正控制器的信号输出端。

校正滤波器采用了反相运算电路，运算放大器的同相输入端通过电阻接地，运算放大器没有共模信号输入，有助于减小共模信号的影响；校正滤波器和校正控制器抗干扰能力强，运算精度高。

校正滤波器由于在反相输入端有一个接地的直流平衡电阻的存在，运算放大器的两个输入端实现直流平衡，进一步提高了校正滤波器和校正控制器的运算精度，大大减小了直流小信号的运算误差。

校正滤波器输入与反馈为电阻与电容的串联电路或电阻、电感与电容的串联电路，从而提高了输入阻抗，有利于减小负载效应，同时还降低高频信号对运算放大器的高频驱动能力的要求，使得校正滤波器和校正控制器的高频运算精度更高、高频特性更好。

当采用电阻、电感与电容串联电路时，校正滤波器与校正控制器的传递函数的阶数更高，不仅具有更大的移相角度，还在转折频率处具有更加陡峭幅频特性曲线，而且幅频特性曲线上转折频率处的过冲超调可以根据需要设置，以满足不同应用场合的不同要求，增加了校正滤波器与校正控制器使用的范围。

当采用电位器形式的电路时，电路的网络参数可以调节，传递函数的零极点可以根据需要进行调整，校正滤波器与校正控制器具有变化的频率特性，从而增加了校正滤波器与校正控制器使用的灵活性。

校正滤波器及其校正控制器由运放与电阻、电感和电容构成，具有结构简单、性能良好、成本低廉、参数调整方便、频率特性多样等特点，在信号变换处理、通讯系统、自动控制、模拟解算系统等电子电路与装备应用中有广泛的实用价值。

附图说明

图1一阶微分环节。

图2一阶微分环节自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图3一阶微分环节自然幅相飘频特性曲线。

图4一阶微分环节常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图5一阶微分环节简约幅相飘频特性曲线。

图6一阶惯性环节。

图7一阶惯性环节自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图8一阶惯性环节自然幅相飘频特性曲线。

图9一阶惯性环节常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图10一阶惯性环节简约幅相飘频特性曲线。

图11二阶微分环节。

图12二阶微分环节ξ＝0.09自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图13二阶微分环节ξ＝0.09自然幅相飘频特性曲线。

图14二阶微分环节ξ＝0.09常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图15二阶微分环节ξ＝0.09简约幅相飘频特性曲线。

图16二阶振荡环节。

图17二阶振荡环节ξ＝0.09自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图18二阶振荡环节ξ＝0.09自然幅相飘频特性曲线。

图19二阶振荡环节ξ＝0.09常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图20二阶振荡环节ξ＝0.09简约幅相飘频特性曲线。

图21校正滤波器。

图22相位超前校正滤波器自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图23相位超前校正滤波器自然幅相飘频特性曲线。

图24相位超前校正滤波器常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图25相位超前校正滤波器简约幅相飘频特性曲线。

图26相位迟后校正滤波器自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图27相位迟后校正滤波器自然幅相飘频特性曲线。

图28相位迟后校正滤波器常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图29相位迟后校正滤波器简约幅相飘频特性曲线。

图30参数可调校正滤波器。

图31高阶校正滤波器。

图32相位超前高阶校正滤波器自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图33相位超前高阶校正滤波器自然幅相飘频特性曲线。

图34相位超前高阶校正滤波器常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图35相位超前高阶校正滤波器简约幅相飘频特性曲线。

图36相位迟后高阶校正滤波器自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线。

图37相位迟后高阶校正滤波器自然幅相飘频特性曲线。

图38相位迟后高阶校正滤波器常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线。

图39相位迟后高阶校正滤波器简约幅相飘频特性曲线。

图40参数可调高阶校正滤波器。

图41校正控制器。

图42参数可调校正控制器。

图43高阶校正控制器。

图44参数可调高阶校正控制器。

图45复合校正控制器。

图46参数可调复合校正控制器。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型进行详细描述。

实施例1

校正滤波器有一个信号输入端u_i和一个信号输出端u_o，校正滤波器如图21所示。

校正滤波器由运放A₀、电阻R₀₀、R₀₁、R₀₂、R₀₃和电容C₀₁、C₀₂组成，R₀₃＝R₀₀、C₀₁＝C₀₂，运放A₀的同相输入端通过电阻R₀₀接地，运放A₀的反相输入端通过电阻R₀₁和电容C₀₁的串联电路接校正滤波器的信号输入端u_i、并通过电阻R₀₂和电容C₀₂的串联电路接运放A₀的输出端、同时还通过电阻R₀₃接地，运放A₀的输出端接为校正滤波器的信号输出端u_o。

校正滤波器的传递函数为：

其中：

校正滤波器的频率特性：

校正滤波器的自然对数频率特性：

设：转折频率的数值即：自然转折飘频Δ₁＝ln(F₁)，Δ₂＝ln(F₂)，校正滤波器的自然飘频特性：

校正滤波器的自然增益飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的自然相角飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的自然飘频特性的近似折线：

纵坐标和横坐标均为线性分度的相位超前校正滤波器的自然增益飘频特性曲线和自然相角飘频特性曲线如图22所示，相位超前校正滤波器的自然幅相飘频特性曲线如图23所示。

设：转折频率的数值即：普通转折飘频P₁＝lg(F₁)，P₂＝lg(F₂)，校正滤波器的基础飘频特性：

校正滤波器的基础增益飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的基础相角飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的基础飘频特性的近似折线：

校正滤波器的常用对数频率特性：

设：转折频率的数值即：常用转折飘频P₁＝lg(F₁)，P₂＝lg(F₂)，校正滤波器的常用飘频特性：

校正滤波器的常用增益飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的常用相角飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的常用飘频特性的近似折线：

纵坐标和横坐标均为线性分度的相位超前校正滤波器的常用增益飘频特性曲线和常用相角飘频特性曲线如图24所示。

校正滤波器的简约对数频率特性：

设：转折频率的数值即：普通转折飘频P₁＝lg(F₁)，P₂＝lg(F₂)，校正滤波器的简约飘频特性：

校正滤波器的简约增益飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的简约相角飘频特性及其近似折线：

校正滤波器的简约飘频特性的近似折线：

相位超前校正滤波器的简约幅相飘频特性曲线如图25所示。

相位迟后校正滤波器自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线如图26所示。

相位迟后校正滤波器自然幅相飘频特性曲线如图27所示。

相位迟后校正滤波器常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线如图28所示。

相位迟后校正滤波器简约幅相飘频特性曲线如图29所示。

参数可调校正滤波器如图30所示。

采用电位器形式的电路时，电阻和电容串联电路的电阻值可调，使得校正滤波器的两个转折频率相对大小可调，从而调节了电路的网络参数，亦使传递函数的零极点的相位位置可以进行调整，即可使电路具有可调的频率特性。

实施例2

高阶校正滤波器有一个信号输入端u_i和一个信号输出端u_o，校正滤波器如图31所示。

高阶校正滤波器由运放A₀、电阻R₀₀、R₀₁、R₀₂、R₀₃、电感L₀₁、L₀₂和电容C₀₁、C₀₂组成，R₀₃＝R₀₀、C₀₁＝C₀₂，运放A₀的同相输入端通过电阻R₀₀接地，运放A₀的反相输入端通过电阻R₀₁、电感L₀₁和电容C₀₁的串联电路接校正滤波器的信号输入端u_i、并通过电阻R₀₂、电感L₀₂和电容C₀₂的串联电路接运放A₀的输出端、同时还通过电阻R₀₃接地，运放A₀的输出端接为校正滤波器的信号输出端u_o。

高阶校正滤波器的传递函数为：

其中：

高阶校正滤波器的频率特性：

高阶校正滤波器的自然对数频率特性：

设：转折频率的数值即：自然转折飘频Δ₁＝ln(F₁)，Δ₂＝ln(F₂)，高阶校正滤波器的自然飘频特性及其近似折线：

相位超前高阶校正滤波器的自然增益飘频特性曲线和自然相角飘频特性曲线如图32所示，相位超前高阶校正滤波器的自然幅相飘频特性曲线如图33所示。

设：转折频率的数值即：普通转折飘频P₁＝lg(F₁)，P₂＝lg(F₂)，高阶校正滤波器的基础飘频特性及其近似折线：

高阶校正滤波器的常用对数频率特性：

设：转折频率的数值即：常用转折飘频P₁＝lg(F₁)，P₂＝lg(F₂)，高阶校正滤波器的常用飘频特性及其近似折线：

相位超前高阶校正滤波器的常用增益飘频特性曲线和常用相角飘频特性曲线如图34所示。

高阶校正滤波器的简约对数频率特性：

设：转折频率的数值即：普通转折飘频P₁＝lg(F₁)，P₂＝lg(F₂)，高阶校正滤波器的简约飘频特性及其近似折线：

相位超前校正滤波器的简约幅相飘频特性曲线如图35所示。

相位迟后校正滤波器自然增益飘频特性曲线与自然相角飘频特性曲线如图36所示。

相位迟后校正滤波器自然幅相飘频特性曲线如图37所示。

相位迟后校正滤波器常用增益飘频特性曲线与常用相角飘频特性曲线如图38所示。

相位迟后校正滤波器简约幅相飘频特性曲线如图39所示。

参数可调校正滤波器如图40所示。

实施例3

校正控制器有一个信号输入端u_i和一个信号输出端u_o，由一个相位超前特性的校正滤波器和一个相位迟后特性的校正滤波器级联而成，两个校正滤波器中心频率的大小及相对位置可以根据需要配置。

校正控制器如图41所示，其中R₁₃＝R₁₀、R₂₃＝R₂₀。

第一个校正滤波器的信号输入端接为的校正控制器的信号输入端u_i，第一个校正滤波器的信号输出端连接第二个校正滤波器的信号输入端，而第二个校正滤波器的信号输出端接为校正控制器的信号输出端u_o。

参数可调校正控制器如图42所示，电位器调节通过调节电阻调整网络系数。

高阶校正控制器有一个信号输入端u_i和一个信号输出端u_o，由一个相位超前特性的高阶校正滤波器和一个相位迟后特性的高阶校正滤波器级联而成，两个高阶校正滤波器中心频率的大小及相对位置可以根据需要配置。

高阶校正控制器如图43所示，其中R₁₃＝R₁₀、R₂₃＝R₂₀。

参数可调高阶校正控制器如图44所示，电位器调节通过调节电阻调整网络系数。

复合校正控制器有一个信号输入端u_i和一个信号输出端u_o，由一个相位超前或迟后特性的校正滤波器和一个相位迟后或超前特性的高阶校正滤波器级联而成，两个校正滤波器中心频率的大小及相对位置可以根据需要配置。

复合校正控制器如图45所示，其中R₁₃＝R₁₀、R₂₃＝R₂₀。

参数可调复合校正控制器如图46所示，电位器调节通过调节电阻调整网络系数。