可重新配置的微声学滤波器和包括可重新配置的微声学滤波器的双工器的制作方法

本申请主张2016年8月8日递交第102016114662.5号德国专利申请的权益，所述德国专利申请以全文引用的方式并入本文中。

描述

本发明涉及可重新配置的微声学滤波器，并且涉及包括此类滤波器的双工器。

微声学滤波器是通过声波工作的hf滤波器并且通常包括压电材料以及与其连接的电极结构。此类滤波器可以较小尺寸实现并且具有良好的电特性。因此，它们适用于例如移动电话的无线通信装置。越来越多的功能性的持续趋势引起对于滤波器始终迫切的需求。增加可操作的频带数量需要hf滤波器(例如，带通滤波器)的增加或使用已知为具有通带的可调节滤波器，所述可调节滤波器的中心频率可以在彼此间隔开的不同频率频带之间移位。

对提供更高数据发射速率的通信装置的需求也在增加。已知的载波聚合(ca)是用于提高数据速率的装置。由此数据同时通过不同频率频带发射。在一个或另一个频率频带中发射数据的可调节滤波器在此情况下并没有帮助。所需的是滤波器特性(例如，特征频率(例如，通带边缘))可以高精度设置的滤波器，以便不会由于不断增大的可使用频带的密度而在邻近的频带的发射行为中造成任何干扰。还需要可提供可变极点的滤波器。极点应当能够灵活地放置并且应当覆盖低于通带或高于通带或在通带两侧的范围。

因此，存在对允许相对应地精确地可调节多路复用器(例如，双工器)的声学滤波器的需求。

在独立权利要求项中指定此类滤波器。从属权利要求项指定有利的实施例。

滤波器是微声学滤波器，并且包括特征频率范围、具有串联谐振器的信号路径以及具有并联谐振器的并联路径。并联路径将信号路径连接到接地。此外，滤波器包括可调节电容元件。滤波器可以通过改变可调节电容元件重新配置。

由于可重新配置性，与相对于特征频率的可调节滤波器相比，所述滤波器可以精确地调节到较小频率范围且具有较高精度。由于至少一个谐振器通过声波工作，所以滤波器是微声学滤波器。

saw谐振器(saw＝表面声波)、baw谐振器(baw＝体声波)或gbaw谐振器(gbaw＝经引导的体声波)被考虑为谐振器。baw谐振器可以是smr类型(smr＝牢固地安放的谐振器)或fbar类型(fbar＝膜体声学谐振器)。在saw谐振器中，梳状互锁电极结构布置在压电材料上面或上方。在baw谐振器中，压电材料布置于两个平坦电极之间。电极和压电材料以夹层状方式一个层叠在另一个顶部。smr类型的baw谐振器具有在底部电极下方的声学镜。fbar类型的baw谐振器具有在底部电极下方的空腔。电声学谐振器的操作频率基本上是通过电极结构的几何尺寸和声速确定的。如果滤波器的特征频率特性可通过此类谐振器配置(即，通过原本不变的发射特征以相对较小的频率标度可调节的)，那么连接到额外的电路元件是必需的。原则上，可以设想出可调节电感元件。物理上更容易实现的是可调节电容元件。具有可调节阻抗元件的微声学谐振器的电路构成具有复杂发射特征的振荡器电路。通过改变可调节阻抗元件的阻抗，发射特征的可变性是可能的。在此情况下通常存在的问题是发射行为作为整体可以发生变化而实际上仅期望以局部标度发生改变。因此，成就存在于指定滤波器拓扑中，其中整个滤波器的传递函数全局性的改变尽可能的少但是其中传递函数的局部优化是可能的，例如，如对于载波聚合通常所期望的。

除了提到的可调节电容元件之外，滤波器可以包括额外的可调节电容元件。

因此，有可能的是微声学滤波器是带通滤波器并且特征频率范围是通带。替代地，有可能的是滤波器是带阻滤波器并且特征频率范围相应地是阻带。

还有可能的是滤波器是带通滤波器或带阻滤波器并且通带或阻带可局部地调节，例如，在其边缘处，而在远程选择中滤波器功能性并不改变，例如，在专门地调节极点以用于抑制不期望的振动模式的情况下。

在这方面中，有可能的是滤波器的可重新配置性是通过具有特征频率范围中不变的发射特征的可移位的极点或通过具有剩余极点的不变的位置的可调节的通带边缘来获得。

此外，有可能的是可重新配置性是通过具有远程选择中几乎不变的发射特征的特征频率范围中的局部变化来获得。在此情形下，“几乎不变”意味着相对于远程选择的规定可以继续得到满足。举例来说，远程选择由此改变不超过百分之几(例如，百分之三到四)或甚至仅千分之几(例如，千分之五到六)。

已经发现基于梯型电路的滤波器的某些变化适用于使得如上文所描述的可重新配置性成为可能。在此情况下，梯型电路具有由串联谐振器和并联谐振器组成的基础元件。串联谐振器连接在信号路径中。并联谐振器连接在将信号路径连接到接地的并联路径中。通过一个接一个地连接此类基础元件(其中串联谐振器在信号路径中串联连接)，获得同名的电路拓扑在此情况下，串联或并联谐振器以及所有谐振器的个体可以是微声学谐振器。

有可能的是如在信号方向中查看的，可调节电容元件在第一并联路径中串联连接到谐振器。

在此情况下，可调节电容元件可连接在谐振器与接地连接之间。此外，电感元件可连接在接地与可调节电容元件之间。由可调节电容器和电感器组成的并联电路可类似地存在且串联连接到并联谐振器。

通过改变可调节电容元件的电容，滤波器的传递函数的零点(所述零点位于低于通带或止带处)可移位，而没有通带或止带中的插入损耗或频带边缘基本上改变。

有可能的是滤波器包括具有分别地位于其中的一个并联谐振器的两个并联路径。如在信号方向中所查看的，可调节电容元件可连接在第二并联路径中，串联到并联路径的并联谐振器。

通过调节电容元件的电容，频带的形状，例如，通带或止带的形状基本上保持不变，而频带上方的传递函数的零点可相对于其位置调节。

有可能的是滤波器包括串联连接在信号路径中的三个串联谐振器。如在信号方向中查看的，可调节电容元件可以并联连接到第三串联谐振器。

此类滤波器可具有低于止带或通带的传递函数的零点，其中零点的位置通过电容元件的调节实际上不可改变。滤波器的频带的底部频带边缘也几乎是不可改变的。通过对比，可以精确地调节右侧、顶部频带边缘。

滤波器可以是带通滤波器或带阻滤波器。

有可能的是如在信号方向中查看的，可调节电容元件连接在第一并联路径中，与第一并联路径的并联谐振器并联。

在此电路中，可以在相同时间调节低于频带和顶部频带边缘的零点的位置。止带或通带的底部频带边缘以及高于频带的频率范围中的传递函数保持稳定。

有可能的是第一并联路径中的滤波器包括信号路径与接地之间的并联谐振器。电感元件连接在并联谐振器与接地之间。可调节电容元件并联连接到电感元件。此拓扑允许改变低于具有实际上不变的频带边缘的频带的传递函数的零点的位置，而相对于高于频带的频率范围的选择层级也是可调节的。

有可能的是微声学滤波器额外包括可调节移相器。移相器可以连接在串联到串联谐振器的信号路径中，例如，在滤波器所述信号输出处。

有可能的是移相器除了其可调节性之外可以在电感范围中的可节调性与电容范围中的可节调性之间切换。

这意味着有可能在电感范围中调节移相器并且有可能在电容范围中调节移相器。

确切地说，在载波聚合中可以发生的是双工器在通过来自第一频带的信号的操作期间呈现电感行为，而相同的双工器在通过第二频带的信号的操作期间呈现电容行为。在原本两个个体相移器将是必需的时，在移相器的电感操作和电容操作之间的切换能力使得单个移相器的使用成为可能。

为此目的，移相器可具有可调节范围和可切换范围。在可调节范围中，连接有例如电感元件或电容元件的阻抗元件，其中可调节范围的阻抗是可通过调节一或多个阻抗元件(例如，电容元件)的阻抗调节的。在可切换范围中，可以提供开关，所述开关例如将信号路径耦合到打开的信号终端或者将它连接到接地。耦合到接地可以经由电容元件和额外经由电感元件发生。由于经由电容元件且经由电感元件将信号路径耦合到接地的能力，实现了移相器的电容操作与电感操作之间的切换能力。

移相器的可调节范围可以包括具有在并联路径中分别连接到接地的两个电感元件的pi电路，以及在信号路径中布置在它们之间的可调节电容元件。

替代地可能的是移相器包括具有在信号路径中的恒定电容的电容元件以及具有在到接地的并联路径中的恒定电感率的电感元件。具有可调节电容的额外的电容元件可以并联连接到信号路径中的电容元件。第二可调节电容元件可以并联连接到并联路径中的电感元件。

微声学滤波器的可调节电容元件的调谐范围可以是n:1，其中n大于1。这意味着最大可调节电容与最小可调节电容的三倍一样大。举例来说，在此情况下n的值可以是1.5、2、3、4、5、6、10、15、20或更大。

有可能的是滤波器是双工器、三工器、四工器(通常是多路复用器)的发射滤波器或接收滤波器。

由于两个频带能够同时操作，所以替代于三工器，双工器可以被用作多路复用器。

用于载波聚合的以下频带组合也是可能的：频带8和频带28b；频带8和频带20；频带20和频带28a；频带5(频带26)和频带29；频带5(频带26)和频带12；频带5(频带26)和频带13；频带8(频带26)和频带28a；频带19(频带26)和频带28b。

滤波器自身或滤波器所连接到的移动通信装置可以额外包括一方面用于控制和调节电容元件和/或另一方面用于控制和调节可调节移相器的电路逻辑。

在示意图中更详细地解释了可重新配置微声学滤波器中的原理和功能性以及一些示例性实施例。

它们示出了：

图1a具有在第一并联路径中的可调节电容元件的可重新配置滤波器的可能的基础结构，

图1b具有在第一并联路径中并联连接到电感元件的可调节电容元件的可重新配置滤波器的可能的基础结构，

图2用于可调节电容元件的电容的不同值的图1的电路拓扑的传递函数的对数应用，

图3图2的通带的频率范围的放大，

图4具有在第二并联路径中的可调节电容元件的可能的配置的基础结构，

图5用于图4的拓扑的可调节电容元件的电容的不同值的传递函数，

图6具有并联连接到第三串联谐振器的可调节电容元件的拓扑的基础结构，

图7用于基于图6的拓扑的带通滤波器的可调节电容元件的不同值的传递函数，

图8图7的通带的放大，

图9滤波器电路的基础结构，其中可调节电容元件并联连接到第一并联路径的并联谐振器，

图10用于可调节电容元件的不同值的与图9的电路相关联的传递函数，

图11图10的通带的放大，

图12滤波器电路的基础结构，其中可调节电容元件并联连接到第一并联路径的电感元件，

图13用于电容的不同值的与图12的电路相关联的传递函数，

图14图13的通带的放大，

图15a滤波器电路的基础结构，其中可调节电容元件在并联路径与共用电感元件之间连接到接地，

图15b另一滤波器电路的基础结构，其中可调节电容元件在并联路径与共用电感元件之间连接到接地，

图15c另一滤波器电路的基础结构，其中可调节电容元件在并联路径与共用电感元件之间连接到接地，

图16具有可调节移相器的滤波器电路的基础结构，

图17滤波器电路的基础结构，其中可调节电容元件可以在并联路径中受到控制并且移相器可以通过控制电路受到控制，

图18滤波器电路的基础结构，其中受到控制的可调节电容元件并联连接到电感元件，

图19具有调节区和切换区的可调节移相器的可能的设计，

图20连接到双工器的tx滤波器输入的移相器的可能的设计，

图21在电感范围中且在电容范围中的可调节移相器的可能的调谐范围。

图1a示出了微声学滤波器maf的可能的hf滤波器电路的基础结构。信号路径sp布置在输入in与输出out之间。串联谐振器的行(在此情况下，数量是三)连接在信号路径sp中。此外，滤波器maf包括三个并联路径pp，其将信号路径sp的相应的节点连接到接地。并联谐振器pr布置在并联路径pp中的每一个中。电感元件ie任选地连接在相应的并联谐振器pr与接地之间。在第一并联路径中如在信号方向中查看的，具有可调节电容的可调节电容元件ake连接在并联谐振器与电感元件之间。

图1b示出了微声学滤波器maf的另一可能的hf滤波器电路的基础结构。信号路径sp布置在输入in与输出out之间。串联谐振器的行(在此情况下，数量是三)连接在信号路径sp中。此外，滤波器maf包括三个并联路径pp，其将信号路径sp的相应的节点连接到接地。并联谐振器pr布置在并联路径pp中的每一个中。电感元件ie连接在相应的并联谐振器pr与接地之间。如在信号方向中查看的，在第一并联路径中由电感元件和具有可调节电容的可调节电容元件ake组成的并联电路连接在并联谐振器与接地之间。

图2和3示出被设计为带通滤波器的图1的滤波器的传递函数，其中不同曲线说明可调节电容元件ake的电容的不同值。尽管变化的电容，通带中的边缘和通带实际上并不改变。高于通带的频率范围也几乎不受影响。低于通带，存在传递函数的零点，其位置可以通过改变电容值移位。

图4示出了在第二并联路径中可调节电容元件ake连接在并联谐振器与阻抗元件之间的电路拓扑的替代实施例。图5示出了与可调节电容元件的电容的不同值相关联的传递函数。高于通带的零点可以移位。通带自身和低于通带的零点的位置保持几乎不变。

图6示出了可调节电容元件ake并联连接到第三串联谐振器sr的替代的可能拓扑。

如在图7中可以看出，低于通带的零点的位置和高于通带的传递函数的质量曲线保持几乎不变。同样的内容适用于底部通带边缘。可以在图8中更明显地看到，顶部通带边缘通过电容元件的电容的变化移位。因此，中心频率的带宽和位置是可重新配置的。

图9示出了可调节电容元件ake并联连接到第一并联路径的并联谐振器的可能的滤波器拓扑，如在信号方向中查看的。图10示出了电容的不同值的相关联的传递函数。传递函数的零点的位置以及顶部通带边缘的位置是可调节的，而底部通带边缘和高于通带的传递函数的质量曲线保持几乎不变。

图11在放大视图中示出了图10的可变的顶部通带边缘。

图12示出了可调节电容元件连接在第一并联路径中的可能的拓扑。电感元件ie连接在并联谐振器pr与接地之间。可调节电容元件ake并联连接到电感元件ie。图13和图14的放大视图示出了与电容的不同值相关联的传递函数。低于通带的极点的位置并且在更轻微程度上顶部通带边缘的位置是可配置的。

图15a示出了共用电感元件ie将三个并联路径连接到接地的可能的拓扑。可调节的电容元件ake连接在三个并联谐振器与电感元件ie之间。

图15b同样示出了共用电感元件ie将三个并联路径连接到接地的可能的拓扑。可调节的电容元件ake连接在三个并联谐振器与电感元件ie之间。输出端口out可以在相同时间是到多路复用器的天线连接器的端口。位于最接近于天线连接器处的并联谐振器经由具有极少电感的电感元件额外地连接到接地。

图15c示出了共用电感元件ie将三个并联路径连接到接地的可能的拓扑。可调节的电容元件ake连接在三个并联谐振器与电感元件ie之间。输出端口out可以同样在相同时间是到多路复用器的天线连接器的端口。位于最接近于天线连接器处的并联谐振器经由具有极少电感的电感元件连接到接地而没有到可调节电容元件的任何额外的耦合。

图16示出了在微声学滤波器的信号路径中的可调节移相器ap的使用，在此情况下为简单起见没有绘制任何额外的电路元件。

图17示出了控制电路cs的使用，所述控制电路可以控制可调节电容元件的电容和/或可调节移相器ap在hf信号的相位获取上的效应以用于与其它滤波器的用于载波聚合的改进的相互作用。在此情况下控制电路cs可以是微声学滤波器maf的一部分，或相关联的通信装置的逻辑电路的一部分。

图18示出了可调节电容元件ake的电容的调节和/或可调节移相器ap的相移的调节，其中可调节电容元件ake并联连接的电感元件。

图19示出了包括可调节区ab和切换区sb的可调节移相器ap的可能的实施例。可调节区含有具有到接地的两个电感元件以及在电感元件之间的可调节电容元件的pi电路。可调节移相器ap旋转在输入in处接收到的hf信号的相位多远通过改变可调节电容元件的电容来确定。

布置在切换区sb中的是将信号路径连接到闲置状态中的切换状态(左侧)、电容元件(中心)或电感元件(右侧)的开关。经由电容元件或电感元件实现到接地的连接。由于右侧两个可能的开关位置，在可调节移相器ap的电容和电感操作模式之间切换是可能的。

图20示出了具有在信号路径中的恒定电容的电容元件的可调节移相器的可能的实施例。恒定电感的电感元件连接在并联路径中。第一可调节电容元件并联连接到恒定电容的电容元件。第二可调节电容元件并联连接到电感元件。

可调节移相器ap可以连接到双工器。如图20中所示，以此方式可调节移相器可以连接在提供hf信号的端口in与双工器的接收滤波器的输入之间。

图21示出了在电容范围中且在电感范围中可调节双工器的频率依赖性可能的起始点。在电感范围与电容范围之间的切换通过操作开关是可能的。通过改变可调节移相器的可调节电容元件的电容可以较小梯级调节相位获取。

在图19中在电感与电容之间切换的优点在于相位形成不同的跳转，因此双工器可以相对于其相位移位的范围显著延伸。此外，由拓扑界定的范围(其实际包含不可到达的范围，“盲点”)可以经切换，使得在史密斯图中的盲点的幅度减小或者使得可能消除盲点。

可重新配置的微声学滤波器不限于所描述的示例性实施例和所示出的图。具有额外的谐振器(例如，在信号路径中的串联谐振器或在并联路径中的并联谐振器)；以及额外的电路元件(例如，阻抗调节电路)的滤波器；以及高阶多路复用器的额外的滤波器也是滤波器的组件。

参考符号的列表

ab：调节区

ake：可调节电容元件

ap：可调节移相器

cs：控制电路

du：双工器

ie：阻抗元件

in：信号输入

maf：微声学滤波器

out：信号输出

pp：并联路径

pr：并联谐振器

sb：切换区

sp：信号路径

sr：串联谐振器