本发明通常而非限制地涉及集成电路领域，并且具体涉及具有斩波器电路的放大器电路。
背景技术：
放大器偏移电压可以被定义为在放大器的两个输入端子之间施加的电压，以便在输出端获得零伏特。理想情况下，输入端接地时，放大器电路的输出应为零伏。然而，实际上，由于硅晶片制造期间输入晶体管和组件的固有失配，所以输入端子的电压稍微不同。这些效应共同产生了流经输入电路的偏置电流的偏差，该输入电路在放大器电路的输入端产生差分电压。放大器偏移电压已经通过增加元件匹配和改进的封装材料和组装而降低了现代制造工艺，但是它们还没有被消除，并且可能在电路操作期间引起信号放大的误差。
斩波器电路是将固定的直流输入信号转换为可变的直流输出信号的开关器件。本质上，斩波器电路是电子开关，用于在另一个控制下中断一个信号。斩波器电路可用于放大器电路，进一步降低放大器电路的偏移电压和低频噪声。在mccartney的美国专利6,380,801中公开了一种类型的斩波器电路。然而，对于偏移电压在斩波时被抵消，对于所有的斩波相位，偏移电压应该保持恒定。
技术实现要素：
除此之外，发明人已经认识到需要具有降低或消除的偏移电压的放大器电路。放大器电路包括耦合输出阶段的一对差分输入阶段，其中选择的输入阶段和未选择的输入阶段都和差分输入信号或共模电压中的一者或任一者有源。当放大器输入信号小于阈值数值时，切换网络将第一输入差分信号耦合到第一差分输入阶段，并将共模电压耦合到第二差分输入阶段。当第一输入差分信号耦合放大器输入时，第二输入差分信号完全从放大器信号链中消除。当放大器输入信号大于阈值数值时，切换电路还将第二输入差分信号耦合到第二差分输入阶段。当第二输入差分信号耦合放大器输入时，第一输入差分信号完全从放大器链中消除。因此，任何剩余电压偏移在整个输入电压范围内保持合理恒定，并且在剩余的偏移电压中没有电压尖峰。
一个例子包括产生包括相对恒定的偏移电压的输出电压的放大器电路。放大器电路包括：两个差分输入阶段，阶段的第一者包括一对第一输入晶体管，和阶段的第二者包括一对第二输入晶体管，第二输入晶体管和第一输入晶体管类型互补。输出阶段耦合两个差分输入阶段，输出阶段被配置为产生输出电压。比较器电路耦合放大器电路输入信号和阈值信号，比较器电路被配置为响应于输入信号和阈值信号之差产生控制信号。切换网络被配置为响应于具有第一状态的控制信号将第一输入信号耦合到第一差分输入阶段和将共模电压耦合到第二差分输入阶段，并且所述切换网络还被配置为响应于具有第二状态的控制信号将第二输入信号耦合到第二差分输入阶段和将共模电压耦合到第一差分输入阶段。
另一例子包括从输出电压消除偏移电压的放大器电路。所述电路包括两个差分输入阶段，第一差分输入阶段和第二差分输入阶段的类型互补。输出阶段耦合两个差分输入阶段，其中输出阶段被配置为响应于差分输入信号产生输出电压。比较器电路耦合差分输入信号节点和阈值信号节点。比较器电路被配置为响应于差分输入信号节点上的输入信号和阈值信号节点上的阈值信号之差产生控制信号。切换网络耦合比较器电路，并且被配置为响应于控制信号通过将输入信号切换到选择的阶段来选择第一差分输入阶段或第二阶段中的一者，其中第一或第二差分输入阶段的未选择的阶段是有源的。斩波功能或自动调零功能中的一者消除偏移电压。
又一例子包括用于放大器偏移电压消除的方法。该方法包括将差分电压切换至一对差分输入阶段的第一者。当差分电压耦合第一差分输入阶段时，共模电压被切换至不耦合差分电压的差分输入阶段。放大器输出电压响应于差分电压产生，输出信号具有偏移电压。偏移电压从输出电压消除。
本部分旨在提供本专利申请的主题的概述。这并不是为了提供对本发明的排他或详尽的解释。包括详细的描述以提供进一步的信息。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相似的数字可以在不同的视图中描述相似的组件。具有不同字母后缀的数字可以表示相似组件的不同实例。附图通常以举例的方式而不是通过方式在本文件中讨论的各种实施例。
图1是例如依照各种实施方案的放大器电路的框图。
图2是例如依照图1的实施方案的具有输入共模电压的放大器偏移电压变化的曲线图。
图3是例如依照图1和2的实施方案的残余放大器偏移电压的曲线图。
图4是例如依照各种实施方案具有用于偏移电压取消的斩波器电路的放大器电路的例子的框图。
图5a、5b是例如依照图4的实施方案的具有和没有用于偏移电压取消的斩波器电路的示例性放大器电路的示意图。
图6是例如依照各种实施方案的具有用于偏移电压取消的斩波器电路的放大器电路的另一例子的框图。
图7是例如依照图6的实施方案的具有用于偏移电压取消的斩波器电路的示例性放大器电路的示意图。
图8a-8d描述各种实施方案的对于常规放大器电路的偏移步进电压与偏移步进电压的模拟结果的比较图。
图9是例如依照各种实施方案的自动调零电路的框图。
图10是例如依照各种实施方案的自动调零操作的绘图。
图11是例如依照各种实施方案的放大器偏移电压取消的方法的流程图。
图12是例如依照各种实施方案的另一自动调零电路的框图。
具体实施方式
一些放大器应用(例如，操作放大器、模数转换器(adc)采样和保持电路)可能要求放大器电路的输入非常接近放大器的两个电压供应，甚至超过放大器的电压供应。这种放大器电路在本领域中可以被称为具有轨到轨输入电压范围。这些放大器通常具有两个差分输入对。差分对之一中的晶体管与另一对中的晶体管互补。放大器电路的框图在随后描述的图1中提供。
轨到轨放大器电路在工作期间可能由于元件在制造过程中固有的不匹配而产生偏移电压。在这样的电路中，当输入电压处于一定的电压范围而另一个差分输入对有效时，两个差分输入对中的一个不起作用和/或不耦合到电流镜阶段。这种放大器的偏移电压如图2所示。这种与输入电压非线性变化的偏移导致输出电压的非线性。这些偏移电压不能用斩波或自动调零完全消除。斩波功能通常要求在斩波器电路工作的两个相位期间偏移电压是稳定的。尽管在具有单个差分输入对的放大器电路中斩波器稳定工作良好，但在切断具有两个差分输入对的放大器电路中可能会出现问题。这种放大器切断后的剩余偏移量如图3所示。
图1是例如依照各种实施方案的放大器电路的框图。放大器电路包括n型金属氧化物半导体(nmos)输入级101、p型mos(pmos)输入级102、级联电流镜级104和放大器输出阶段105。这样的放大器可以用于adc采样和保持电路以及其他用途。
nmos输入阶段101和pmos输入阶段102耦合到也可以被称为反相和非反相输入信号的差分输入电压vinp(即，正输入电压)和vinm(即，负输入电压)。电流镜阶段104的输出被输入到放大器输出阶段105。放大器输出阶段105基于差分输入电压vinp和vinm以及反馈配置生成放大的输出电压vout。
在操作中，放大器电路通过上电压vcc(例如5v)和下电压轨(例如gnd)提供电源电压。将差分电压(例如，vinp、vinm)输入到nmos和pmos输入阶段101、102。pmos输入阶段102在输入电压范围的较低部分中是有效的。
nmos输入阶段101在输入电压范围的上部有效。图2说明了这个操作的一个例子。
图2是例如依照各种实施方案的具有输入共模电压的放大器偏移电压变化的曲线图。输入电压v输入沿着x轴，以伏特为单位，输出电压沿y轴以毫伏(mv)为单位。
该图显示放大器电路组件的各个操作区域。例如，对于较低的输入电压范围201(例如，0至0.4v)，仅图1的pmos输入阶段102是有效的。对于较高的输入电压范围202(例如，2.8v至3.2v)，只有图1的nmos输入阶段101是有效的。曲线213的中心示出了nmos输入阶段101和pmos输入阶段102都有效的输出电压。
在较低电压范围201和中间范围213之间存在从较低电压范围201增加到中间范围213的转变电压210。在中间范围213和较高输入电压范围202之间存在从中间范围213到更高范围202增加的转变电压211。偏移电压的这种非线性导致放大器输出电压的非线性。采用这种放大器不能完全消除这种非线性。如图3所示，转变电压210、211产生残余的偏移电压尖峰。斩波要求偏移电压在两个斩波阶段保持恒定。在过渡地区210和211这不是事实。
图3是例如依照图1的实施方案的残余放大器偏移电压的曲线图。输入电压v输入沿着x轴，以伏特为单位，剩余的偏移电压沿y轴以微伏(μv)为单位。
该图示出了在图2的电压转换210、211期间发生的电压尖峰301、302。因此，所公开的实施例可用于减小或消除这些电压尖峰，以便保持来自放大器电路的相对恒定的偏移电压。
图1电路的失配电流可以用pmos阶段102有效时的δipmos＝δip+δim和nmos阶段101有效时的δinmos＝δin+δim来表示，其中δip代表pmos差分输入阶段102的两脚之间的失配电流，δin表示nmos差分输入阶段101的两脚之间的失配电流，δim表示电流镜阶段104的失配。因此，当pmos输入阶段激活时所引起的输入参考偏移电压可以用
图4-7的实施方案提供了更稳定的偏移电压。通过在操作期间将两个差分输入对连接到电流反射镜并且将参考电压切换到差分输入对的输入而将另一个差分输入对耦合到差分输入电压，两个输入阶段可以保持有效并直接连接到电流镜阶段而不需要切换。电流镜阶段也直接连接到输出阶段而不进行切换。不论选择哪个输入对，失配电流保持不变。这可以表示为δi＝δip+δim+δin。pmos输入对有效时的输入参考偏移可以表示为
图4是例如依照各种实施方案具有用于偏移电压取消的斩波器电路的放大器电路的例子的框图。该电路包括切换网络、包括四个多路复用器430-433、斩波器电路410、411、414、415(例如，斩波功能)、互补差分输入放大器阶段412、413、输出阶段416以及包括比较器419的比较器电路401、定时器触发器(例如，d触发器)418和反相器420。
切换网络400耦合输入信号节点和参考信号节点。例如，vinp代表正输入电压节点，vinm代表负输入电压节点。参考信号节点vref可以是pmos和nmos对完全导通的任何电压。vref可以是vinp、vinm或voutp。
各切换网络多路复用器430-433具有耦合到参考信号节点的输入和耦合到输入信号节点(例如，vinp、vinm)中的一个的另一个输入。例如，第一多路复用器430具有耦合到vinp节点和vref节点的输入。第二多路复用器431具有耦合到vinm节点和vref节点的输入。第三多路复用器432具有耦合到vinp节点和vref节点的输入。第四多路复用器433具有耦合到vinm节点和vref节点的输入。
多路复用器430-433中的每一个具有开关控制输入，该开关控制输入耦合到开关选择信号sel或selb之一。如随后参照比较器电路401所述，当开关选择信号sel在第一状态中，切换选择信号selb信号处于与第一状态相反的第二状态。例如，当sel是逻辑低电平时，selb是逻辑高电平。切换选择信号然后可以用于在相应多路复用器430-433的输入端上呈现的两个信号中的一个之间切换。
各多路复用器包括耦合到输入斩波电路410、411的输入的相应输出。例如，多路复用器430、431的相应输出耦合到第一输入斩波电路410。多路复用器432、433的各个输出端耦合到第二输入斩波电路411的输入端。如随后所述，这些输入端是差分输入端。输入斩波电路410、411在将这些信号馈送到它们各自的差分输入阶段412、413之前，从通过切换网络400切换的输入信号(例如vinp、vinm)切断偏移电压。
输入斩波电路410、411的输出分别输入到差分输入阶段412、413。例如，第一斩波电路410的差分输出端耦合到第一差分输入阶段412的输入端。第二斩波电路411的差分输出端耦合到第二差分输入阶段413的输入端。在一个实施例中，第一差分输入阶段412是pmos/pnp输入阶段412，并且第二差分输入阶段413是nmm/npn输入阶段413。
第一和第二差分输入阶段412、413的输出分别输入到斩波电路414、415的输出端。输出斩波电路414、415的输出被输入到输出阶段416。输出阶段耦合到输出信号节点voutp。
比较器电路401包括耦合到输入信号节点(例如vinp)中的一个和vthres信号的比较器419。vthres表示阈值电压，vthres可以单独产生，并且可以与vref相同，vref提供输入信号电压进行比较的参考电压。比较器419可能有滞后现象。比较器419的输出耦合到输出sel选择信号的触发器418(例如d触发器)。锁存器418耦合到提供相反状态selb选择信号的反相器420。
在操作中，参考信号和差分输入信号将vinp和vinm施加到切换网络400的输入节点。输入信号(例如，vinp)之一被应用于比较器的输入端，比较器将输入信号与阈值电压vthres进行比较。如果vinp小于vthres，比较器输出一个低电平信号，通过时钟comp锁存到锁存器418中。因此，选择信号sel转换到低信号，并且选择信号selb转换到高信号。低选择信号sel选择多路复用器430、431的“0”输入，使得多路复用器430、431的输出是差分电压vinp和vinm。高选择信号selb选择多路复用器432、433的“1”输入，使得多路复用器432、433的输出是参考电压vref。因此，输入到斩波电路410及其各自的输入阶段412(例如pmos/pnp输入阶段)的输入是差分电压vinp和vinm。输入斩波电路411及其各自的输入阶段413(例如nmos/npn输入阶段)的输入是参考电压。因此，在电路的pmos/pnp输入阶段耦合到输入信号进行放大的同时，nmos/npn输入阶段仍然以参考电压工作。
相反，如果vinp大于vctrl，比较器输出一个高电平信号，其通过时钟comp锁存到锁存器418。因此，选择信号sel转变为高信号，并且选择信号selb转变为低信号。高选择信号sel选择多路复用器430、431的“1”输入，使得多路复用器430、431的输出为参考电压vref。低选择信号selb选择多路复用器432、433的“0”输入，使得多路复用器432、433的输出是差分电压vinp和vinm。因此，输入斩波电路410及其各自输入阶段412(例如pmos/pnp输入阶段)的输入是参考电压。输入斩波电路411及其各自输入阶段413(例如，nmos/npn输入阶段)的输入是差分电压vinp和vinm。因此，当电路的nmos/npn输入阶段413耦合到输入信号以进行放大时，pmos/pnp输入阶段412仍然以参考电压工作。
输入阶段412、413将它们各自的信号馈送到斩波电路414、415的输出端。然后，输出斩波电路414、415的输出被输入到放大器输出阶段416以产生输出电压voutp。
图5a是例如依照图4的实施方案的具有用于偏移电压取消的斩波电路的示例性放大器电路的示意图。图5b是例如依照图4的实施方案的没有用于偏移电压取消的斩波电路的示例性放大器电路的示意图。这些示意图仅用于说明的目的，因为可以使用其他电路来实现图4的框图。
图5a的电路包括切换网络400、包括输入斩波电路410、411的比较器电路401、nmos输入阶段413、pmos输入阶段412、级联电流镜阶段500、输出斩波电路414、415和输出阶段416。
切换网络400耦合到输入斩波电路410、411。一个输入斩波电路410耦合到nmos输入阶段413。另一输入斩波电路411耦合到pmos输入阶段412。
nmos输入阶段413和pmos输入阶段412各自包括各自的一对差分输入晶体管510、511和520、521。在一个实施例中，nmos输入阶段差分晶体管对510、511是nmos晶体管。pmos输入阶段差分晶体管对520、521是pmos晶体管。
电流镜阶段500是设计成通过控制电路的另一个有源器件中的电流来复制电流通过一个有源器件的电路，保持输出电流恒定而与负载无关。该阶段500的晶体管是级联的，因为它们包括具有共同源级的两阶段放大器馈送到共同的栅极阶段。因此，电流镜阶段500控制来自nmos输入阶段413或pmos输入阶段412的电流，以保持另一个阶段中的电流恒定。
电流镜阶段500耦合到输出斩波电路414、415，以去除来自放大器输入阶段412、413的电压偏移。输出斩波电路414、415的输出被馈送到输出放大器阶段416。该阶段416生成由voutp表示的输出电压信号。反馈决定了voutp和vinp之间的比例。
除了在图5b的电路中没有添加斩波电路410、411、414、415之外，图5b的电路与图5a基本相同。因此，图5b的描述与图5a的示意图的描述基本相同，不包括斩波电路410、411、414、415。
图6是例如依照各种实施方案的具有用于偏移电压取消的斩波器电路的放大器电路的另一例子的框图。该实施例与图4和5的实施例的不同之处在于输入斩波电路610、611在切换网络600的前面移动。
电路包括切换网络600、包括四路多路复用器630-633、斩波器电路610、611、614、615(例如斩波功能)、互补差分输入放大器阶段612、613、输出阶段616以及比较器电路601，比较器电路601包括比较器619、锁存器(例如d触发器)618和反相器620。
由vinp和vinm表示的差分输入信号被输入到输入斩波电路610、611。输入斩波电路610、611在将这些信号馈送到它们各自的多路复用器630-633之前，切断与输入信号(例如vinp、vinm)的任何电压偏移。
切换网络600耦合到输入斩波电路610、611，使得从斩波电路610、611输出的差分输入信号被输入到多路复用器630-633。由vref表示的参考信号节点被耦合到每个多路复用器630-633(例如，输入<1>)的相同对应输入端。参考信号可以是pmos和nmos对两者都完全接通的任何电压。每个切换网络多路复用器630-633具有耦合到输入信号节点(例如vinp、vinm)中的一个的相应的对应输入(例如输入<0>)。根据斩波阶段，630的输入<0>将连接到vinp或vinm。在一个斩波阶段，它将连接到vinp，在另一个斩波阶段，它将连接到vinm。对于其他多路复用器也是如此。
各多路复用器630-633具有与开关选择信号sel或selb中的一个耦合的开关控制输入端。当切换选择信号sel处于第一状态时，切换选择信号selb信号处于与第一状态相反的第二状态。例如，当sel是逻辑低电平时，selb是逻辑高电平。切换选择信号然后可以用于在相应多路复用器630-633的输入端上呈现的两个信号中的一个之间切换。
各多路复用器630-633包括耦合到其相应输入放大器阶段612、613的输入的相应输出。例如，多路复用器630、631的相应输出耦合到第一输入放大器阶段612的输入端。多路复用器632、633的各个输出端耦合到第二输入放大器阶段613的输入端。在一个实施例中，第一差分输入阶段612是pmos/pnp输入阶段612，并且第二差分输入阶段613是nmos/npn输入阶段613。
第一和第二差分输入阶段612、613的输出被分别输入到斩波电路614、615的输出端。输出斩波电路614、615的输出被输入到输出阶段616。输出阶段连接输出信号节点voutp。
比较器电路601包括耦合到输入信号节点(例如vinp)和vthres信号中的一个的比较器619。vthres表示与输入信号电压进行比较的阈值电压。比较器619可能有滞后现象。比较器619的输出耦合到输出sel选择信号的触发器618(例如d触发器)。锁存器618耦合到提供相反状态selb选择信号的反相器620。
在操作中，参考信号和差分输入信号vinp和vinm被应用于切换网络600的输入节点。输入信号之一(例如vinp)被应用于比较器的输入端，比较器将输入信号与阈值电压vthres进行比较。如果vinp小于vthres，比较器输出一个低电平信号，通过时钟comp锁存到锁存器618中。因此，选择信号sel转变为低信号，并且选择信号selb转变为高信号。低选择信号sel选择多路复用器630、631的“0”输入，使得多路复用器630、631的输出是差分电压vinp和vinm。高选择信号selb选择多路复用器632、633的相应的“1”输入，使得多路复用器632、633的输出是参考电压vref。因此，输入斩波电路610及其各自输入阶段612(例如pmos/pnp输入阶段)的输入是差分电压vinp和vinm。输入斩波电路611及其各自的输入阶段613(例如nmos/npn输入阶段)的输入是参考电压。因此，当电路的pmos输入阶段耦合到一个输入信号进行放大时，nmos输入阶段仍然可以用参考电压工作。
相反，如果vinp大于vthres，比较器输出一个高电平信号，通过时钟comp锁存到锁存器618中。因此，选择信号sel转变为高信号，并且选择信号selb转变为低信号。高选择信号sel选择多路复用器630、631的“1”输入，使得多路复用器630、631的输出为参考电压vref。低选择信号selb选择多路复用器632、633的“0”输入，使得多路复用器632、633的输出是差分电压vinp和vinm。因此，输入斩波电路610及其相应的输入阶段612(例如，pmos/pnp输入阶段)的输入是参考电压。输入斩波电路611及其各自的输入阶段613(例如，nmos/npn输入阶段)的输入是差分电压vinp和vinm。因此，在电路的nmos输入阶段613耦合到输入信号以进行放大的同时，pmos输入级612仍然以参考电压工作。
输入阶段612、613将其各自的信号馈送到斩波电路614、615的输出端。然后，输出斩波电路614、615的输出被输入到放大器输出阶段616以产生输出差分电压voutp。
图7是例如依照图6的实施方案的具有用于偏移电压取消的斩波器电路的示例性放大器电路的示意图。该示意图仅用于说明的目的，因为可以使用其他电路来实现图6的框图。
图7的电路包括切换网络600、包括输入斩波电路610、611的比较器电路601、nmos输入级613、pmos输入级612、级联电流镜阶段700、输出斩波电路614、615和输出阶段616。
输入差分信号vinp和vinm输入到输入斩波电路610、611。输入斩波电路610、611耦合到切换网络600。一对多路复用器630、631耦合到nmos输入阶段613。另一对多路复用器632、633耦合到pmos输入阶段612.
nmos输入阶段613和pmos输入阶段612各自包括各自的一对差分输入晶体管710、711和720、721。在一个实施例中，nmos输入阶段差分晶体管对710、711是nmos晶体管。pmos输入阶段差分晶体管对720、721是pmos晶体管。
电流镜阶段700是通过控制电路的另一个有源器件中的电流来复制电流通过一个有源器件的电路，保持输出电流恒定而不管负载如何。这个阶段700的晶体管是级联的，因为它们包括具有馈送到共用阶段的共源点阶段的两阶段放大器。因此，电流镜阶段700控制来自nmos输入阶段613或pmos输入阶段612的电流以保持另一个阶段中的电流恒定。
电流镜阶段700耦合到输出斩波电路614、615。输出斩波电路614、615的输出被馈送到输出放大器阶段616。该阶段616产生由voutp表示的输出电压信号。反馈决定了voutp和vinp之间的比例。
上述实施例的好处可以通过确定斩波波幅和偏移步长的变化来说明。实际上，斩波幅度的变化与放大器中所看到的没有斩波的偏移步长相同。
图8a-8d描述各种实施方案的对于常规放大器电路的偏移步进电压与偏移步进电压的模拟结果的比较图。这些曲线显示斩波后的残余偏移和斩波幅度的变化。
图8a的顶部曲线显示了mv相对于输入电压的偏移步长。这与图2的情节相似。图8a的底部曲线显示斩波后的输入电压相对于μv的残余偏移。这与图3的图相似。
图8b的上图显示，由于斩波，当pmos输入差分对有效时，纹波幅度从10mv变为-10mv，而nmos输入差分对在50μs后有效。图8b的底部曲线显示了相对于顶部曲线的各种斩波阶段。
图8c的顶部曲线示出了各个实施例的操作放大器的偏移步长。可以看出，整个输入范围内的偏移是相当恒定的。
图8c的底部曲线显示了斩波后的残余偏移。在图8a的底部图中没有看到尖峰。
图8d显示斩波幅度的差异仅为400μv，与图8b的曲线中所见的20mv相比较。
从图8a-8d的曲线可以看出，在输入阶段不同时的实施例中，偏移电压可以高达约6mv。在两个输入阶段同时导通的实施例中，偏移电压可以是大约400μv。
斩波是消除图4-7放大器电路偏移电压的方法，另一种方法可以使用自动调零。图9-11的实施例假定图2的输入差分电压。变化的输入信号可能无法正确自动调零，因为输入电压增加的一个点上的自动调零可能无法正确地消除具有不同输入电压的另一点处的偏移。
图9是例如依照各种实施方案的自动调零电路的框图。该电路包括表示nmos输入阶段的方框912、表示pmos输入阶段的方框913、表示输出阶段的方框917、多个输入开关930-939、自动调零环第一阶段方框916、自动调零环第二阶段块915和电容960、962。自动调零电路可以包括比较器电路，比较器电路包括比较器980、锁存器或触发器(例如d触发器)981和反相器982。
开关930、934将vinp信号耦合到nmos输入阶段块912。开关930、935将vinp信号耦合到pmos输入阶段块913。开关931、932将vinm信号耦合到nmos输入阶段块912。开关931、933将vinm信号耦合到pmos输入阶段块913。开关936、937将参考电压vref耦合到nmos输入阶段块912和pmos输入阶段块913的相应输入。短路开关938、939耦合在它们各自的输入阶段块912、913的输入之间。
nmos输入阶段模块912和pmos输入阶段模块913的差分输出通过开关942、943耦合到次级回路模块916的差分输入端，并耦合到输出阶段模块917的差分输入端，输出阶段模块917输出voutp输出电压。自动调零回路块916的第一阶段的差分输出通过开关940、941耦合到自动调零回路块915的第二阶段的输入。电容960、962耦合到自动调零回路块915的相应输入。放大器模块916、放大器模块915、耦合开关940-943以及电容960、962是控制自动调零功能的次级环路的一部分。
比较器电路包括耦合到输入信号节点(例如vinp)和vthres信号中的一个的比较器980。vthres表示阈值电压，vthres可以单独生成，并且可以与提供输入信号电压被比较的参考电压的vref相同。比较器980可能有滞后现象。比较器980的输出耦合到输出sel选择信号的锁存器或触发器981(例如d触发器)。锁存器981耦合到提供相反状态selb选择信号的反相器982。
在操作中，在自动调零阶段，开关936、937闭合，使得vref耦合到nmos和pmos输入阶段912、913的输入端。短路开关938、939此时闭合以缩短这些块912、913的相应输入。开关940-943是闭合的。放大器的偏移量试图将nmos/pmos阶段的差分输出拉到相反的方向，但是自动调零环路通过从915块注入足够的电流确保它们靠近。在这个过程中，电容器960和962被充电并保存用于放大器的跟踪阶段。
一旦电路脱离自动调零阶段并处于跟踪阶段，比较器980就选择哪个输入差分对需要连接到输入节点vinp和vinm。未选定的差分对保持连接到参考电压vref。这是通过只打开相应的短路开关936、937、938、939和关闭适当的开关930-935来完成的。开关940、941是开路的，以使存储在电容中的偏移电压不被改变。
因此，如在前面的实施例中那样，所选择的和未选择的输入阶段对于差分输入电压(即，选择的阶段)或参考电压(即，未选择的阶段)都是有效的。无论选择哪个输入差分对，自动调零都是有效的。
图10是例如依照各种实施方案的自动调零操作的绘图。图中沿x轴有时间(微秒(μs))，沿y轴有伏特(v)。
顶部曲线图1030示出了自动调零阶段1000和轨迹阶段1001的时序。曲线1031示出了放大器的输出在自动调零阶段期间稳定接近vref1011。一旦轨迹阶段1001被启动，输出跟踪输入电压。
曲线图1032显示了偏移电压。可以看出，在自动调零阶段1000期间，存在一些大于零的偏移量。一旦自动调零阶段1000结束且轨道阶段1001启动，则偏移电压显示为非常接近零伏特。
曲线图1033示出在自动调零阶段1000期间比较器输出为零，但是在曲线阶段1001期间变为电压以选择开关网络以将差分输入电压耦合到nmos输入阶段或pmos输入阶段。
图11是例如依照各种实施方案的放大器偏移电压取消的方法的流程图。在方框1101中，差分电压切换到第一对差分输入阶段。在方框1103中，参考电压切换到没有耦合到差分电压的差分输入阶段。当差分电压耦合到第一差分输入阶段，参考电压切换到其他输入阶段。在方框1105，放大器输出电压是为了响应差分电压而生成的，输出信号有一个偏移电压。在方框1107，通过斩波功能或自动调零功能将偏移电压从输出电压中去除。
图12是例如依照各种实施方案的另一自动调零电路的框图。电路包括表示nmos输入阶段的框1212、表示pmos输入阶段的框1213、表示输出阶段的框1217、多个输入开关1230-939、自动调零环第一阶段框1216、自动调零环第二阶段块1215和电容1260、1262。自动调零电路可以包括比较器电路，比较器电路包括比较器1280、锁存器或触发器(例如d触发器)1281和反相器1282。
开关1230、1234将vinp信号耦合到nmos输入阶段方框1212。开关1230、1235将vinp信号耦合到pmos输入阶段方框1213。开关1231、1232将vinm信号耦合到nmos输入阶段方框1212。开关1231、1233将vinm信号耦合到pmos输入阶段块1213。开关1236、1237将参考电压vref耦合到nmos输入阶段块1212和pmos输入阶段块1213的相应输入。短路开关1238、1239耦合在它们各自的输入阶段块1212、1213的输入端。
nmos输入阶段块1212和pmos输入阶段块1213的差分输出耦合到输出voutp输出电压的输出阶段块1217的差分输入。输出电压voutp和参考电压vref耦合到自动调零回路块1216的第一阶段的输入端。自动调零回路块1216的第一阶段的差分输出通过开关1240、1241耦合到自动调零回路块1215的第二阶段的输入端。电容1260、1262耦合到自动调零回路块1215的相应输入端。放大器块1216、放大器块1215和电容1260、1262是控制自动调零功能的次级环路的一部分。
比较器电路包括耦合到输入信号节点(例如，vinp)和vthres信号中的一个的比较器1280。vthres表示阈值电压，vthres可以单独生成，并且可以与提供与输入信号电压进行比较的参考电压的vref相同。比较器1280可能有滞后现象。比较器1280的输出耦合到输出sel选择信号的锁存器或触发器1281(例如d触发器)。锁存器1281耦合到提供相反状态selb选择信号的反相器1282。
在操作中，在自动调零阶段，开关1236、1237闭合，使得vref耦合到nmos和pmos输入阶段块1212、1213的输入端。短接开关1238、1239此时闭合，以缩短这些块1212、1213的相应输入。放大器的偏移量试图将nmos/pmos阶段的差分输出拉到相反的方向，但是自动调零回路通过从块1215注入足够的电流来确保它们被关闭。在这个过程中，电容器1260和1262被充电并保存用于放大器的跟踪阶段。
一旦电路脱离自动调零阶段并且处于跟踪阶段，则比较器1280选择哪个输入差分对需要连接到输入节点vinp和vinm。未选定的差分对保持连接到参考电压vref。这是通过仅打开相应的短路开关1236、1237、1238、1239并闭合适当的开关1230-1235来实现的。开关1240、1241是断开的，使得存储在电容中的偏移电压不被改变。
差分电压的切换包括当输入电压大于阈值电压时，将差分电压切换到差分输入阶段对的n型输入阶段，并且当输入电压小于阈值电压时，将差分电压切换到该对差分输入阶段对的p型输入阶段。
以上详细描述包括参考附图，其形成详细描述的一部分。附图通过说明示出了可以实践本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也被称为“示例”。在本文献中引用的所有出版物、专利和专利文件通过引用整体并入本文，如同通过引用单独地并入。在本文献与通过引用并入的那些文献之间的不一致的用法的情况下，合并的参考文献应被视为对本文件的补充。对于不可调和的不一致性，按本文档中的用法进行控制。
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