本发明的某个方面涉及声波滤波器。
背景技术：
已知有将多个叉指式换能器(idt：interdigitaltransducer)在压电基板上沿表面声波(saw)的传播方向设置的多模滤波器。纵向耦合双模saw(dms：也称为双重模式saw或双模saw)滤波器通常用作多模滤波器。为了增加dms中通带以外的抑制，已知在输入端子与输出端子之间串联连接多个dms。
日本专利申请公报no.9-130203描述了使两级纵向耦合的dms的电极指的节距相差0.2％至0.5％以减小群延迟偏差。日本专利申请公报no.9-214284描述了通过组合dms的通带来加宽通带。
技术实现要素：
根据本发明的第一方面，提供了一种声波滤波器，该声波滤波器包括：压电基板；第一多模滤波器，该第一多模滤波器包括位于所述压电基板上的至少三个第一idt，具有第一通带，并且连接在输入端子与输出端子之间；以及第二多模滤波器，该第二多模滤波器包括位于所述压电基板上的至少三个第二idt，具有第二通带，并且在所述输入端子与所述输出端子之间与所述第一多模滤波器串联连接，所述第二通带的一部分与所述第一通带交叠，所述第二通带的剩余部分与所述第一通带不交叠。
根据本发明的第二方面，提供了一种声波滤波器，该声波滤波器包括：压电基板；第一多模滤波器，该第一多模滤波器包括位于所述压电基板上的至少三个第一idt，并且连接在输入端子与输出端子之间，所述至少三个第一idt中的中心第一idt的节距为pt1；以及第二多模滤波器，该第二多模滤波器包括位于所述压电基板上的至少三个第二idt，并且在所述输入端子与所述输出端子之间与所述第一多模滤波器串联连接，所述至少三个第二idt中的中心第二idt的节距为pt2，0.005≤2×|pt1-pt2|/(pt1+pt2)≤0.02。
附图说明
图1a是根据第一实施方式的声波滤波器的平面图，而图1b是idt的平面图；
图2呈现了第一实施方式所应用至的每个频带中的接收频带和发送频带；
图3是根据第一实施方式的模拟声波滤波器的平面图；
图4例示了第一实施方式中的发送特性；
图5a到图5c是用于描述第一实施方式的优点的示意图；以及
图6是根据第一实施方式的第一变形例的声波滤波器的平面图。
具体实施方式
在dms中，需要增加idt的对数，以缩窄通带并增加其它相邻频带的衰减。然而，idt的对数的增加会增加芯片尺寸。如上所述，很难实现更窄的通带和更小的尺寸。
下面，参照附图，对本发明的实施方式进行描述。
第一实施方式
图1a是根据第一实施方式的声波滤波器的平面图，而图1b是idt的平面图。如图1a所示，位于压电基板10上的是dms20和dms30。dms20包括三个idt，其包括：中心idt22和位于idt22两侧的idt21和23，以及位于idt21和23侧面的反射器24。dms320包括三个idt，其包括：中心idt32和位于idt32两侧的idt31和33，以及位于idt31和33侧面的反射器34。
参照图1b，对idt的结构进行描述。idt50位于压电基板10上。idt50对应于图1a中的idt21到23以及31到33中的每一个。idt50由形成在压电基板10上的金属膜12形成。idt50包括一对梳形电极52。梳形电极52具有多个电极指54和汇流条56，电极指54联接至该汇流条56。一个梳形电极52的电极指54和另一个梳形电极52的电极指54大致交替布置。向idt50施加高频信号激励沿电极指54的排列方向传播的声波。一个梳形电极52的电极指54的节距基本上对应于声波的波长λ。平均节距通过将沿idt50的电极指54的排列方向的宽度除以电极指54的对数来计算。针对所述对数：一个梳形电极52的一个电极指54和另一个梳形电极52的一个电极指54形成一对。
压电基板10例如是钽酸锂基板或铌酸锂基板。金属膜12例如是铝膜或铜膜。覆盖金属膜12的保护膜或温度补偿膜可以位于压电基板10上。
如图1a所示，idt21到23以及反射器24被布置在由idt21到23激励的表面声波的传播方向上。idt31到33以及反射器34被布置在由idt31到33激励的表面声波的传播方向上。在dms20中，由三个idt21到23激励的声波被反射器24反射。因此，声波的能量被限制在idt21至23中。带通滤波器通过利用由idt21到23之间的声耦合产生的两种振动模式来形成，它们是一阶和三阶振动模式。这同样适用于dms30。
dms20和dms30通过位于压电基板10上的布线14来电连接。idt22的第一梳形电极通过布线14联接至输入端子tin。idt22的第二梳形电极通过布线14接地。idt21和23中的每一个的第一梳形电极通过布线14接地。idt21和23中的每一个的第二梳形电极通过布线14联接至节点n1。
idt22的第一梳形电极通过布线14联接至输出端子tout。idt32的第二梳形电极通过布线14接地。idt31和33中的每一个的第一梳形电极通过布线14接地。idt31和33中的每一个的第二梳形电极通过布线14联接至节点n1。dms20和dms30串联连接在输入端子tin与输出端子tout之间。可以通过串联连接dms20和dms30来增加通带以外的衰减。
图2呈现了第一实施方式所应用至的每个频带中的接收频带和发送频带。如图2所示，频带13、频带14、频带17、频带29、频带30以及频带31具有窄的接收频带和窄的发送频带。频带29仅用于接收。当通过将接收频带或发送频带的带宽pass与对应频带的中心频率f0相除所获取的值pass/f0用％表示时，这些pass/f0为2％或更少。而且，另一频带接近另一频带。例如，频带13和频带14具有彼此接近的接收频带和彼此接近的发送频带。频带29的接收频带接近频带17的发送频带。在频带17、频带30以及频带31中的每一个中，接收频带接近发送频带。如上所述，对于具有窄带宽并且接近另一频带的频带的滤波器，要求具有窄的通带，并且除了通带之外的衰减快速增加。
为了缩窄小dms中的通带，可以考虑增加dms的电极指的对数。然而，对数的增加会增加芯片面积。因此，第一实施方式移位dms20和dms30的通带。下面，将基于模拟进行描述。
图3是根据第一实施方式的模拟声波滤波器的平面图。位于压电基板10上的是dms20和dms30、单端口谐振器(one-portresonator)40、以及布线14和16。dms20和dms30与图1所示的那些相同，因此省略其描述。单端口谐振器40包括idt41和位于idt41两侧的反射器44。连接电极15联接至布线14。连接电极15是用于连接至外部装置的连接电极，并且电连接至输入端子tin、输出端子tout、以及地端子tgnd。连接电极15是位于布线14上的凸块，或者贯穿压电基板10的通路布线。
在输入端子tin与输出端子tout之间，谐振器40、dms20以及dms30通过布线14和16串联连接。在dms20和dms30之间，dms20的idt21、idt22以及idt23和反射器24通过布线14共同联接至接地端子tgnd。dms30的idt31、idt32以及idt33和反射器34通过布线14共同联接至接地端子tgnd。idt21和idt23通过布线16联接至idt31和idt33。绝缘膜18位于布线14与16之间。该结构将布线14和16电分离。
其它模拟条件如下。
压电基板10：42°旋转的y切x传播(y-cutx-propagation)钽酸锂基板，
金属膜12：膜厚度为533.5nm的铝膜，
dms20：
孔径长度：200μm，
idt21:
其中每个的节距都均匀的区域的数量：6个区域
其中每个的节距都均匀的各个区域中的对数：8.5对，1对，2.5对，2对，2.5对，2对，
总的对数：18.5对，
idt22:
其中每个的节距都均匀的区域的数量：9个区域
其中每个的节距都均匀的各个区域中的对数：2.5对，1对，2对，3对，13对，4对，3.5对，3.5对，5对，
总的对数：37.5对，
idt23:
其中每个的节距都均匀的区域的数量：6个区域
其中每个的节距都均匀的各个区域中的对数：0.5对，1对，0.5对，1.5对，0.5对，6对，
总的对数：10对，
在idt22中的对数为13对的区域中的节距(最大等节距区域)：523nm，
idt21到23的平均节距：509nm，
dms30：
孔径长度：170μm，
idt31:
其中每个的节距都均匀的区域的数量：6个区域，
其中每个的节距都均匀的各个区域中的对数：7对，3.5对，1对，4.5对，1对，2对，
总的对数：19对，
idt32:
其中每个的节距都均匀的区域的数量：9个区域，
其中每个的节距都均匀的各个区域中的对数：2.5对，2对，3对，2.5对，11对，4对，2对，2对，1.5对，
总的对数：30.5对，
idt33:
其中每个的节距都均匀的区域的数量：6个区域，
其中每个的节距都均匀的各个区域中的对数：1对，2对，1对，1对，1对，5.5对，
总的对数：11.5对，
在idt22中的对数为11对的区域中的节距(最大等节距区域)：516nm，
idt31到33的平均节距：491nm，
在dms20和dms30中，中心idt22和idt32对数最多的电极指54。idt21到idt23以及idt31到idt33中的电极指54的节距不同。将节距均匀的区域中的对数最多的区域定义为：idt22和idt32中的每一个中的最大等节距区域。该对数是：其中对数最多的区域中的对数。每个dms20和dms30的通带的中心频率大致由最大等节距区域中的节距确定。
图4例示了第一实施方式中的发送特性。呈现了单独的dms20和dms30的发送特性以及输入端子tin与输出端子tout(如第一实施方式所示)之间的发送特性。如图4所示，通带的宽度在dms20与dms30之间近似相同，但通带的中心频率相差大约4mhz。第一实施方式的通带是dms20和dms30的通带交叠的频带。如上所述，可以实现具有窄通带的声波滤波器，而不增加dms20和/或dms30的对数。使通带一侧的裙部特性变陡比使dms的通带两侧的裙部特性变陡更容易。因此，dms20被设计成在低频侧具有陡峭的裙部特性，而dms30被设计成在高频侧具有陡峭的裙部特性。这种结构能够使通带两侧的裙部特性变陡。
图5a到图5c是用于描述第一实施方式的优点的示意图。图5a是根据第一实施方式的声波滤波器的平面图，并且例示了压电基板10、谐振器40、以及图3中的dms20和dms30。压电基板10的短边的长度由l1表示，dms20与dms30之间的内侧距离由l2表示，dms20与dms30之间的外侧距离由l3表示，并且dms30的长度由l4表示。在第一实施方式中，dms20和dms30的idt沿短边的延伸方向布置。为了满足压电基板10的芯片尺寸的要求，短边的长度l1可能已经确定。
为了缩窄通带，代替第一实施方式中描述的移位dms20和dms30的通带的方法，考虑增加dms30的对数。为了实现与第一实施方式相同的通带，dms30的idt的对数增加了50％，并且被定义为dms30a。当dms30中idt的对数与反射器的对数之比为7:3时，dms30a的长度l4a是dms30的长度l4的1.35倍。
如图5b所示，dms30a的长度l4a变得大于压电基板10的短边的长度l1。因此，在压电基板10上形成dms30a增加了短边的长度。
可以考虑在压电基板10上形成旋转90°的dms20和dms30，如图5c所示。难以缩小dms20与dms30之间的内侧距离l2。理由如下。为了确保图3中的滤波器特性，用于将dms20和dms30接地的地端子tgnd要位于dms20与dms30之间，并且地布线由此不被dms20和dms30共享。如上所述，由于对滤波器特性的要求，dms20与dms30之间的内侧距离l2不能减小。因此，dms20与dms30之间的外侧距离l3变得大于短边的长度l1。因此，在压电基板10上形成dms30a增加了短边的长度。
在第一实施方式中，通带可以变窄，而不增加dms20和/或dms30的对数。因此，可以减小压电基板10的短边的长度。
在第一实施方式中，如图1a和图3所示，在输入端子tin与输出端子tout之间串联连接dms20(第一多模滤波器)和dms30(第二多模滤波器)。如图4所示，dms30的通带(第二通带)的一部分与dms20的通带(第一通带)交叠，并且dms30的通带的剩余部分不与dms20的通带交叠。因此，通带变窄并且尺寸减小。
dms20的通带的中心频率由f1表示，并且dms30的通带的中心频率由f2表示。如图2所示，当pass/f0为2％或更少时，缩窄通带，2×|f1-f2|/(f1+f2)优选为0.005或以上，更优选为0.001或以上。为了使dms20和dms30的通带交叠，2×|f1-f2|/(f1+f2)优选为0.02或以下，更优选为0.015或以下。
dms20和dms30的通带的中心频率分别大致由中心idt22和idt23的节距确定。因此，当idt22的电极指的节距由pt1表示，并且idt32的电极指的节距由pt2表示时，2×|pt1-pt2|/(pt1+pt2)优选为0.005或以上，更优选为0.01或以上。2×|pt1-pt2|/(pt1+pt2)优选为0.02或以下，更优选为0.015或以下。
当idt22和idt32中的每一个都具有节距不同的多个区域时，通带的中心频率大致由区域中对数最多的区域的节距来确定。因此，pt1和pt2分别优选为在idt22和idt32的区域中对数最多的区域的节距。
dms20和dms30通过单一节点n1串联连接。这种结构可以缩窄通带并减小尺寸。包括在第一多模滤波器和第二多模滤波器的每一个中的idt的数量可以不是三。例如，idt的数量可能是五。已经描述了idt21和idt23以及idt31和idt33被连接的情况，但idt21和idt23以及idt32可以被连接，而idt31和idt33可以被连接至输出端子tout。
如第一实施方式中所述，第一多模滤波器和第二多模滤波器的每一个都具有三个idt。在dms20中，idt22联接至输入端tin，并且其它idt21和idt23共同联接至单一节点n1。在dms30中，idt32联接至输入端tout，并且其它idt31和idt33共同联接至单一节点n1。这种结构可以缩窄通带并减小尺寸。
如图3所示，可以提供具有联接至输入端子tin的第一端和联接至dms20的第二端的单端口谐振器40。
如图3和图5a所示，dms20和dms30的idt的排列方向是压电基板10的短边延伸的方向。由此，可以缩小压电基板10的短边。
如图3所示，dms20的至少一个反射器24与压电基板10的、最接近所述至少一个反射器24的长边之间的距离l5a，和dms30的至少一个反射器34与压电基板10的、最接近所述至少一个反射器34的长边之间的距离l5b，小于连接电极15(凸块或通路布线)的宽度l6。第一实施方式可以缩窄通带而不增加dms20和/或dms30的对数。因此，即使压电基板10的短边的长度l1较小，也可以通过使距离l5a和l5b小于连接电极15的宽度l6，而使dms20和dms30的idt的排列方向是压电基板10的短边延伸的方向。
即使dms20的外边缘与dms30的外边缘之间的距离l3小于压电基板10的短边的长度l1，也可以通过使dms20和dms30的idt的排列方向是压电基板10的短边延伸的方向，而将dms20和dms30布置在压电基板10上，如图5a所示。
第一实施方式的第一变型例
图6是根据第一实施方式的第一变形例的声波滤波器的平面图。如图6所示，dms20和dms30可以以级联方式连接(级联连接)。即，idt21和idt31通过布线14连接，idt23和idt33通过布线14连接，而idt21和idt31以及idt23和idt33未连接。而且，在第一多模滤波器和第二多模滤波器中的每一个都具有四个或更多idt的结构中，它们可以级联连接。如上所述，级联连接在广义上包含在串联连接中。
根据第一实施方式及其变型例中的任一个的声波滤波器可以用于诸如双工器这样的多路复用器。
尽管已经对本发明的实施方式进行了详细描述，但要明白的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对其进行各种改变、置换以及修改。