一种内置补偿的振荡器的制作方法

本实用新型涉及振荡器领域，特别是一种内置补偿的振荡器，是一种全集成的振荡器电路。

背景技术：

传统的基于RC的振荡器，其产生的振荡器频率取决于RC的乘积，频率精度也就依赖于RC电阻电容的精度，而集成电路里大部分BCD工艺不支持高精度低温飘的电阻电容，因此大部分直流电压转换器DCDC里的振荡器需要外置RC或者是需要增加额外的掩膜版使用低温漂高精度的电容或者电阻，前一种方式降低了集成度增加了外围元器件，后一种方式芯片成本会增加非常多。

技术实现要素：

本实用新型是基于传统的基于RC的振荡器需要外置电阻电容的RC振荡器DCDC，提供一种内置补偿的振荡器，采用全集成的振荡器来代替需要外置电阻电容的RC振荡器。

本实用新型为实现其技术目的所采用的技术方案是：一种内置补偿的振荡器，包括：振荡频率产生电路，所述的振荡频率产生电路包括第一比较器、第二比较器和R_S触发器；在第一比较器的同相输入端接入第一参考电平VREF2P4，第二比较器的异相输入端接入第二参考电平VREF1P2，第一比较器的异相输入端和第二比较器的同相输入端接入一个三角波信号；所述的第一比较器和第二比较器的输出端分别R_S接触发器的R端和S端，R_S 接触发器的Q端输出震荡信号CLK；

所述的三角波信号发生器包括启动电路、偏置电流产生电路、电容充电电路；

所述的启动电路包括MOS管M3、MOS管M4、电阻R0；MOS管M3的S极和MOS管M4的 S极相连，MOS管M3的G极与MOS管M4的D极相连，MOS管M4的D极经由电阻R0接地；

所述的偏置电流产生电路包括运算放大器、MOS管M5、MOS管M6、MOS管M18、MOS管 M12、MOS管M14；运算放大器的正相输入端接第三参考电平，输出端接MOS管M18的G极和MOS管M3的D极，MOS管M18的D极分别与MOS管M4、MOS管M5、MOS管M6的G极、 MOS管M5的D极相连，MOS管M5和MOS管M6的S极与MOS管M4的S极相连；MOS管M18 的S极与运算放大器的反相输入端相连，在MOS管M18的S极处形成钳位点A；钳位点A 通过由MOS管M12的电阻连接方式组成的钳位电阻接地；MOS管M6的D极通过由MOS管 M14的二极管连接方式组成的钳位二极管接地；

所述的电容充放电电路实现对MOS管M19充电和放电，包括由MOS管M5、MOS管M6、 MOS管M8、MOS管M9组成的电流镜和MOS管M15、MOS管M16、MOS管M17；MOS管M8的D 极经过由MOS管M15的二极管连接方式组成的钳位二极管接地，电流镜中MOS管M9的D 极接MOS管M19的G极，对MOS管M19充电和放电，M9的D极接MOS管D17的D极，MOS 管M17的G极接触发器的Q-端，S极经由MOS管M16的二极管连接方式组成的钳位二极管接地，MOS管M19的D、S极分别接地；G极上形成三角波信号接第一比较器的异相输入端和第二比较器的同相输入端。

本实用新型中，将RC电路用MOS管替代，不需要外置RC电路。

进一步的，上述的内置补偿的振荡器中：在MOS管M12的电阻连接方式组成的钳位电阻接地之间还包括温度补偿电路，所述的温度补偿电路包括三极管Q0，所述的钳位点A通过MOS管M12的电阻连接方式组成的钳位电阻接三极管Q0的c极，三极管Q0的b、e极接地。

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型进行进一步的说明。

附图说明

附图1为本实用新型实施例1内置补偿的振荡器电路原理图。

具体实施方式

实施例1，本实施例是一种内置补偿的振荡器，它适合于集成电路，没有RC电路，利用MOS管的电容充放电实现震荡。如图1所示，本实施例的内置补偿的振荡器主要由振荡频率产生电路、电容充放电电路、偏置电流及启动电路三部分组成，一个在角波信号输入到振荡频率产生电路，振荡频率产生电路输出震荡信号CLK。

振荡频率产生电路包括第一比较器、第二比较器和R_S触发器；在第一比较器的同相输入端接入第一参考电平VREF2P4，第二比较器的异相输入端接入第二参考电平VREF1P2，第一比较器的异相输入端和第二比较器的同相输入端接入一个三角波信号；第一比较器和第二比较器的输出端分别R_S接触发器的R端和S端，R_S接触发器的Q端输出震荡信号 CLK；本实施例中，第一参考电平VREF2P4比第二参考电平VREF1P2电压高，而三角波信号在第一参考电平VREF2P4比第二参考电平VREF1P2电压之间周期性地变化，使两个比较器实现翻转，通过R_S触发器产生震荡信号CLK，而R_S触发器的Q-可以作为反馈信号用来控制三角波信号的。

三角波信号发生器包括偏置电流及启动电路和电容充电电路而偏置电流及启动电路由启动电路、偏置电流产生电路组成。

启动电路包括MOS管M3、MOS管M4、电阻R0；MOS管M3的S极和MOS管M4的S极相连，MOS管M3的G极与MOS管M4的D极相连，MOS管M4的D极经由电阻R0接地；偏置电流产生电路包括运算放大器、MOS管M5、MOS管M6、MOS管M18、MOS管M12、MOS管M14；运算放大器的正相输入端接第三参考电平，输出端接MOS管M18的G极和MOS管M3的D 极，MOS管M18的D极分别与MOS管M4、MOS管M5、MOS管M6的G极、MOS管M5的D极相连，MOS管M5和MOS管M6的S极与MOS管M4的S极相连；MOS管M18的S极与运算放大器的反相输入端相连，在MOS管M18的S极处形成钳位点A；钳位点A通过由MOS管M12 的电阻连接方式组成的钳位电阻接地；MOS管M6的D极通过由MOS管M14的二极管连接方式组成的钳位二极管接地。本实施例中，在MOS管M12的电阻连接方式组成的钳位电阻接地之间还包括温度补偿电路，温度补偿电路包括三极管Q0，钳位点A通过MOS管M12的电阻连接方式组成的钳位电阻接三极管Q0的c极，三极管Q0的b、e极接地。

电容充放电电路实现对MOS管M19充电和放电，包括由MOS管M5、MOS管M6、MOS管 M8、MOS管M9组成的电流镜和MOS管M15、MOS管M16、MOS管M17；MOS管M8的D极经过由MOS管M15的二极管连接方式组成的钳位二极管接地，电流镜中MOS管M9的D极接MOS 管M19的G极，对MOS管M19充电和放电，M9的D极接MOS管D17的D极，MOS管M17的 G极接触发器的Q-端，S极经由MOS管M16的二极管连接方式组成的钳位二极管接地，MOS 管M19的D、S极分别接地；G极上形成三角波信号接第一比较器的异相输入端和第二比较器的同相输入端。

本实施例的内置补偿振荡器的工作原理如下：

如图1所示，运算放大器的正相输入端接第三参考电平就是接到比较器上的第二二参考电平VREF1P2，一般为1.2V直流，VREF1P2直流电平通过运放钳位到A点，那么MOS管 M12流过的电流就应为VREF1P2电压除以M12的阻抗，且MOS管M12Vds远远小于与其 Vgs-Vt,MOS管M12工作与线性区,MOS管M12的小信号沟道电阻：

上式中：Ron是MOS管M12的小信号沟道电阻，是L12是MOS管M12的沟道长度，W12是MOS管M12的沟道宽度，K是工艺常数，Vgsm1是MOS管M12的VGS电压，Vt是阈值电压，Vds是MOS管M12的VDS电压。

A点电压为VREF，并且MOS管M18让其工作在饱和区,忽略沟道调制效应获得MOS管 M18电流公式为

上式中，Im18是流经MOS管M18电流，W18、L18分别是MOS管M18的沟道宽度、长度，Vgsm18是MOS管M18的VGS电压。

因为：

Vgsm12＝VA+Vgsm18＝VREF+Vgsm18,Vds＝VREF

所以：

式中，VA为A点的电压。

电路工作时首先经过MOS管M3,MOS管M4，电阻R0组成的启动电路跳过一个直流简并点(A点为0的简并点)，同时也给后面振荡频率产生电路一个激励让振荡器启动。偏置电路产生的电流通过电容充放电控制电路对MOS管M19组成的电容进行充放电。其充放电控制由后面的振荡频率产生部分控制。当电路工作时，电路进入充电状态，MOS管M17关闭， MOS管M9通过电流镜拷贝了前面偏置电路产生的电流给MOS管M19组成的电容充电。A点电压随时间上升到VREF2P4的直流电位的时候比较器输出低电平从而使后面的RS触发器输出高，使MOS管M17导通。只要设置MOS管M16上拉电流能力大于MOS管M9放电流能力，A点就会被拉低(这里为了获得接近50％占空比，设置MOS管M16镜像的电流是MOS 管M9的2倍)。这时VREF2P4比较器会重新回到高电平，由于后面RS触发器锁存了之前的状态，所以Q_仍然输出高电控制MOS管M17对MOS管M19进行放电直到A点电平下降到 1.2触发VREF1P2比较器输出低电平，这时候RS触发器被置位0关断MOS管M17，MOS管 M19电容又进入了充电状态。充电时间公式如下：

Tcharge＝Cm19*(VREF2P4-VREF1P2)/Im18

式中Cm19是MOS管M19电容值。

让M19始终偏置在强反型层可以获得：

式中：Cgs为MOS管19的栅端到源端(S端)等效电容，Cgd为MOS19的栅端到漏端 (D端)等效电容

W19、L19分别是MOS管M19的沟道宽度、长度，COX是MOS管19的栅氧层电容。

由于LD为M19栅端因为交叠效应所致的沟道，在现代工艺中所占比例远小于1％，所以：

式中：a是工艺常数

设：VREFD＝VREF2P4-VREF1P2

最后表达式可以看出与工艺偏差绝对值强相关的COX、Vt等项都已经被消去了，剩下的均是匹配精度相对值，以及VREF,VREFD等电压绝对值，电压绝对值可以由Bandgap带隙基准获得一个相对比较精确值，所以采用内置MOS管M12与MOS管M19进行匹配并且取相对较大的沟道宽度W与长度L值，也能获得±5％精度的放电时间。但是由于其MOS管温度特为正温度特性，并没有进行补偿，在-40到125温度区间仍然会有±35％，所以还需要进行温度补偿才能实用。但是大部分工艺里的通用电阻和bjt等负温度系数器件受工艺的影响都会有±20％以上的绝对值偏差。因此对于A点对地总等效阻值而言如果额外加入的温度补偿器件，温度补偿器件的阻值会对整个系统的精度造成影响。因此选取合适的温度系数器件，让其总阻值只占A点对地总等效阻值的10％以内，就算其温度补偿器件本身有±20％的绝对值偏差，其对整体精度的影响也只会额外引入±2％。引入合理的温度补偿器件后，可以在所有PVT(process,voltage,temperature)条件下，把精度控制到±5％以内。