基于变压器的Doherty功率放大器的制作方法

本发明涉及一种半导体集成电路，特别是涉及一种基于变压器的多尔蒂(doherty)功率放大器(pa)。

背景技术：

如今的先进无线标准都采用了正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)的调制方式以增加数据率，但这种调制方式中，多个波复用时，初始相位相同的波容易叠加从而使瞬时功率增加，从而使峰均比(papr)非常大，较大的papr增加了功率放大器的动态范围，使pa的非线性变差。为了改善papr对pa的非线性的影响，通常采用功率回退(powerback-off)法进行设置，功率回退法就是把功率放大器的输入功率从1db压缩点向后回退6-10个分贝，1db压缩点相当于功率放大器的线性区和非线性区的临界点，回退后功率放大器工作在远小于1db压缩点的电平上，使功率放大器远离饱和区，进入线性工作区，从而改善功率放大器的三阶交调系数。但是功率回退后，功率放大器在功率回退区间效率很低，进而降低了平均效率。

现有方法中，采用dohertypa能提升一定功率回退区间的效率，进而提高平效率。dohertypa采用有源负载调制技术，随着输入功率的变化动态地改变主功放和次功放输出端所看到的阻抗。

如图1所示，是现有dohertypa的结构示意图，现有dohertypa包括主(main)功率放大器101和辅助(aux.)功率放大器102。

主功率放大器101工作在ab类，辅助功率放大器102工作在c类。在主功率放大器101饱和之前，通常将辅助功率放大器102关闭，这时只有主功率放大器101工作；当主功率放大器101饱和时打开辅助功率放大器102，输出信号为主功率放大器101和辅助功率放大器102的输出信号的叠加信号。

射频输入信号rfin输入到主功率放大器101的输入端，在主功率放大器101的输出端还连接有1/4波长线(λ/4line)103a，之后再实现射频输出信号rfout的输出，1/4波长线103a用于实现不同信号强度的阻抗变换。

在辅助功率放大器102的输入端连接有1/4波长线103b，用于实现主功率放大器101路径和辅助功率放大器102路径的相位匹配。

如图2所示，是图1所示结构的输入功率和输出功率的曲线，横坐标为归一化输入功率(normalizedinputpower)，纵坐标为归一化输出功率(normalizedoutputpower)，曲线201为主功率放大器101对应的输入功率和输出功率的曲线，曲线202为辅助功率放大器102对应的输入功率和输出功率的曲线，曲线203为整个dohertypa的输入功率和输出功率的曲线，曲线203为曲线201和202的叠加。可以看出，曲线201在输入功率增加时会饱和，线性变差；曲线201和曲线202相叠加后形成的曲线203的线性较好。

如图3所示，是图1所示结构的主pa101和辅助pa102的电压和阻抗的曲线以及整个dohertypa的效率曲线；曲线204是主pa101的输出电压(vmain)和dohertypa的归一化输出电压(normalizedoutputvoltage)的曲线，曲线205是辅助pa102的输出电压(vaux.)和dohertypa的归一化输出电压的曲线，曲线206是主pa101的输出端所看到的阻抗(zmain)和dohertypa的归一化输出电压的曲线，曲线207是辅助pa102的输出端所看到的阻抗(zaux.)和dohertypa的归一化输出电压的曲线。

曲线208是dohertypa的归一化效率(normalizedefficiency)和归一化输出电压的曲线。

曲线204、205、206、207和208的横坐标都为dohertypa的归一化输出电压，曲线204、205、206和207的纵坐标为右侧的归一化电压和阻抗(normalizedvoltageandimpedance)，曲线208的纵坐标为右侧的归一化效率。

从曲线204可以看出，当输入电压小于最大输入电压的一半时，对应于归一化输出电压的0.0到0.5之间，只有所述主pa101工作；且当输入电压刚好为最大输入电压的一半时，所述主pa101达到饱和输出，此时效率达到最大值即对应于曲线208中的最高点。同时，当输入电压小于最大输入电压的一半时曲线206对应的阻抗zmain为最大值。

从曲线203可以看出，当输入电压继续升高时，即对应归一化输出电压的0.5到1.0之间，所述辅助pa102开始工作；当所述辅助pa102开始工作时，会有源地调节阻抗zmain的大小，从曲线206可以看出，阻抗zmain会减小；同样，所述主pa101也会有源第调节所述辅助pa102对应的阻抗zaux.，从曲线207可以看出，阻抗zaux.会减少。在vmain保持不变，zmain变小的情形下，所述主pa101的输出功率会增加。

但是在归一化输出电压的0.5到1.0之间，效率会一直保持较高的值，并在输入电压达到最大输入电压时即归一化输出电压为1.0时，效率有达到最大值，如曲线208所示。

所以，从曲线208可知，dohertypa提高了功率回退区间的效率。

如图4所示，是现有dohertypa提高功率回退区间效率的比较曲线；曲线209是现有理想的具有6db功率回退值的dohertypa的效率和输出功率回退值(outputpowerback-off)的曲线，现有理想的具有6db功率回退值的dohertypa对应于图4中描述的idealdohertywith6dbback-off；曲线210为现有理想的b类功率放大器的效率和输出功率回退值的曲线，理想的b类功率放大器对应于图4中描述的idealclass-b。

曲线211对应于长期演进(longtermevolution,lte)的概率密度曲线，曲线212对应于的ieee802.11b的概率密度曲线。

曲线209、210、211和212的横坐标都为输出功率回退值，曲线209和210的纵坐标为右侧的归一化效率，曲线211和212的纵坐标为左侧的归一化概率密度。

从曲线209和210可以看出，曲线209相当于在曲线210的基础上左移6db即回退6db，且在主pa饱和后，效率一直会保持较大值。所以采用dohertypa能提高效率。

从曲线211和212可以看出，lte和ieee802.11b对应的系统都主要工作在功率回退区间，而dohertypa提高了功率回退区间的效率，故能提高平均效率。

近几年出现了基于变压器的doherty功率放大器，其工作方式和图1所示的经典的dohertypa类似。现有基于变压器的dohertypa能够在6db功率回退区间提供较高的效率，但是在更深的12db功率回退区间效率有待优化。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于变压器的doherty功率放大器，能使不同功率回退区间的效率得到优化。

为解决上述技术问题，本发明提供的基于变压器的doherty功率放大器包括并联的主功率放大器和辅助功率放大器，所述主功率放大器的输出端和主输出变压器的初级线圈连接，所述辅助功率放大器的输出端和辅助输出变压器的初级线圈连接，所述主输出变压器的次级线圈和所述辅助输出变压器的次级线圈相连并形成有射频输出信号的输出端。

所述主输出变压器的初级线圈的中心抽头和所述辅助输出变压器的初级线圈的中心抽头相连并连接并形成电源电压连接端，所述电源电压连接端通过多个选择开关连接到多个大小不同的电源电压；所述电源电压的大小和doherty功率放大器的功率回退区间相对应并使对应的功率回退区间的所述doherty功率放大器的效率增加，所述doherty功率放大器的功率回退区间的功率回退值越大所述电源电压的大小越小；反之，所述doherty功率放大器的功率回退区间的功率回退值越小所述电源电压的大小越大。

进一步的改进是，所述电源电压的大小包括2个，分别为第一电压值和第二电压值。

进一步的改进是，所述第一电压值为第二电压值的2倍。

进一步的改进是，所述第一电压值对应的所述功率回退区间为回退0db～12db，所述第二电压值对应的所述功率回退区间为回退12db以上。

进一步的改进是，所述选择开关采用pmos管。

进一步的改进是，所述主输出变压器的次级线圈和所述辅助输出变压器的次级线圈相串联，所述主输出变压器的次级线圈的第一端为射频输出信号的输出端。

所述主输出变压器的次级线圈的第二端连接所述辅助输出变压器的次级线圈的第一端。

所述辅助输出变压器的次级线圈的第二端接地。

进一步的改进是，所述主输出变压器的次级线圈的第一端和所述辅助输出变压器的次级线圈的第二端之间连接有电容。

进一步的改进是，所述电源电压连接端和地之间连接有旁路网络电路。

进一步的改进是，所述旁路网络电路为由多个电阻和电容连接形成的串联电路并联形成的电路。

进一步的改进是，所述doherty功率放大器还包括驱动放大器，所述驱动放大器的输入端连接射频输入信号，所述驱动放大器的输出端连接到对应的所述主功率放大器的输入端和所述辅助功率放大器的输入端。

进一步的改进是，所述主功率放大器工作在ab类，所述辅助功率放大器工作在c类。

进一步的改进是，所述射频输入信号通过输入变压器连接到所述驱动放大器的输入端。

进一步的改进是，所述主功率放大器包括由两个nmos管连接形成的共源共栅放大器。

所述辅助功率放大器包括由两个nmos管连接形成的共源共栅放大器。

进一步的改进是，所述射频输入信号为差分信号。

所述主功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。

所述辅助功率放大器为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。

进一步的改进是，所述主功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻且在两个第一电阻的连接处加有使所述主功率放大器的两组共源共栅放大器工作在ab类的偏置电压。

所述辅助功率放大器的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻且在两个第二电阻的连接处加有使所述辅助功率放大器的两组共源共栅放大器工作在c类的偏置电压。

本发明根据doherty功率放大器的功率回退区间的功率回退值的大小来设定主功率放大器和辅助功率放大器的电源电压的大小，当功率回退区间的功率回退值增加时能降低电源电压大小从而能提高主功率放大器的效率并提高整个doherty功率放大器的效率，其中在功率回退值较大的功率回退区间能使主功率放大器又达到饱和输出状态并使其效率达到最大。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是现有dohertypa的结构示意图；

图2是图1所示结构的输入功率和输出功率的曲线；

图3是图1所示结构的主pa和辅助pa的电压和阻抗的曲线以及整个dohertypa的效率曲线；

图4是现有dohertypa提高功率回退区间效率的比较曲线；

图5是现有基于变压器的dohertypa的结构示意图；

图6是本发明实施例基于变压器的dohertypa的结构示意图；

图7是本发明较佳实施例基于变压器的dohertypa的结构示意图；

图8是本发明较佳实施例dohertypa和现有电路的功率回退区间效率的比较曲线；

图9是图8对应的功率回退区间效率的比较曲线加lte和ieee802.11b的概率密度曲线。

具体实施方式

现有基于变压器的dohertypa：

如图5所示，是现有基于变压器的dohertypa的结构示意图，现有基于变压器的doherty功率放大器包括驱动放大器301、主功率放大器302和辅助功率放大器303。

所述驱动放大器301的输出端连接到所述主功率放大器302的输入端和所述辅助功率放大器303的输入端，所述驱动放大器301的输入端连接射频输入信号rfin，

所述主功率放大器302工作在ab类，所述辅助功率放大器303工作在c类。

所述射频输入信号rfin通过输入变压器t101连接到所述驱动放大器301的输入端。输入变压器t101的输入端连接有电容c101，输出端连接有电容c102。

所述主功率放大器302的输出端通过主输出变压器t102输出所述射频输出信号rfout。主输出变压器t102的输入端连接有电容c103。

所述辅助功率放大器303的输出端通过辅助输出变压器t103输出所述射频输出信号rfout。辅助输出变压器t103的输入端连接有电容c104。

主输出变压器t102和辅助输出变压器t103的次级线圈都有两个接口对应于两个输出端，图5中主输出变压器t102和辅助输出变压器t103的次级线圈连接成串联结构，具体为：主输出变压器t102的输出端的一个端口和辅助输出变压器t103的输出端的一个端口相连，主输出变压器t102的输出端的另一个端口为所述射频输出信号rfout的输出端，辅助输出变压器t103的输出端的另一个端口接地，且主输出变压器t102的输出端的另一个端口和辅助输出变压器t103的输出端的另一个端口之间连接有电容c105。

图5所示的现有基于变压器的dohertypa是最近几年出现新结构，其工作方式和图1所示的经典的dohertypa类似。现有基于变压器的dohertypa能够在6db功率回退区间提供较高的效率，但是在更深的12db功率回退区间效率有待优化。

本发明实施例基于变压器的dohertypa：

如图6所示，是本发明实施例基于变压器的dohertypa的结构示意图，本发明实施例基于变压器的doherty功率放大器包括并联的主功率放大器2和辅助功率放大器3，所述主功率放大器2的输出端和主输出变压器t2的初级线圈连接，所述辅助功率放大器3的输出端和辅助输出变压器t3的初级线圈连接，所述主输出变压器t2的次级线圈和所述辅助输出变压器t3的次级线圈相连并形成有射频输出信号rfout的输出端。

所述主输出变压器t2的初级线圈的中心抽头和所述辅助输出变压器t3的初级线圈的中心抽头相连并连接并形成电源电压连接端，所述电源电压连接端通过多个选择开关连接到多个大小不同的电源电压，多个所述选择开关如虚线框4所示，多个所述电源电压如虚线框5所示，图6中显示了2个所述电源电压，分别用vdd和vdd/2表示；所述电源电压的大小和doherty功率放大器的功率回退区间相对应并使对应的功率回退区间的所述doherty功率放大器的效率增加，所述doherty功率放大器的功率回退区间的功率回退值越大所述电源电压的大小越小；反之，所述doherty功率放大器的功率回退区间的功率回退值越小所述电源电压的大小越大。

本发明实施例中，所述电源电压的大小包括2个，分别为第一电压值和第二电压值。根据本发明实施例结构，能根据实际的应用需要，将所述电源电压的大小扩展为大于2个。

所述第一电压值为第二电压值的2倍。图6中，所述第一电压值对应于所述电源电压vdd的电压值，所述第二电压值对应于所述电源电压vdd/2的电压值。

所述第一电压值对应的所述功率回退区间为回退0db～12db，所述第二电压值对应的所述功率回退区间为回退12db以上。

所述主输出变压器t2的次级线圈和所述辅助输出变压器t3的次级线圈相串联，串联结构为：

所述主输出变压器t2的次级线圈的第一端为射频输出信号rfout的输出端。

所述主输出变压器t2的次级线圈的第二端连接所述辅助输出变压器t3的次级线圈的第一端。

所述辅助输出变压器t3的次级线圈的第二端接地。

所述主输出变压器t2的次级线圈的第一端和所述辅助输出变压器t3的次级线圈的第二端之间连接有电容。

所述电源电压连接端和地之间连接有旁路网络电路6。

所述doherty功率放大器还包括驱动放大器1，所述驱动放大器1的输入端连接射频输入信号rfin，所述驱动放大器1的输出端连接到对应的所述主功率放大器2的输入端和所述辅助功率放大器3的输入端。

所述主功率放大器2工作在ab类，所述辅助功率放大器3工作在c类。

所述射频输入信号rfin通过输入变压器t1连接到所述驱动放大器1的输入端。

本发明实施例根据doherty功率放大器的功率回退区间的功率回退值的大小来设定主功率放大器2和辅助功率放大器3的电源电压的大小，当功率回退区间的功率回退值增加时能降低电源电压大小从而能提高主功率放大器2的效率并提高整个doherty功率放大器的效率，其中在功率回退值较大的功率回退区间能使主功率放大器2又达到饱和输出状态并使其效率达到最大。

本发明较佳实施例基于变压器的dohertypa：

如图7所示，是本发明较佳实施例基于变压器的dohertypa的结构示意图，图7所示结构是在图6所示的结构的基础上做进一步的改进得到的，本发明较佳实施例中：

所述选择开关采用pmos管，如图7中的pmos管mp1和mp2。

所述旁路网络电路6为由多个电阻和电容连接形成的串联电路并联形成的电路，如图7中的电阻r1、r2、r3和r4以及和对应的电阻串联的电容c9、c6、c7和c8。

所述主功率放大器2包括由两个nmos管连接形成的共源共栅放大器。

所述辅助功率放大器3包括由两个nmos管连接形成的共源共栅放大器。

所述射频输入信号rfin为差分信号。

所述主功率放大器2为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构，两组共源共栅放大器分别对应于由nmos管mn5和mn9连接而成的结构以及由nmos管mn6和mn10连接而成的结构。

所述辅助功率放大器3为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。两组共源共栅放大器分别对应于由nmos管mn7和mn11连接而成的结构以及由nmos管mn8和mn12连接而成的结构。

所述驱动放大器1为由两组对称的共源共栅放大器连接而成的差分结构。所述驱动放大器1对应的共源共栅放大器由两个nmos管连接而成，所述驱动放大器1的两组共源共栅放大器分别对应于由nmos管mn1和mn3连接而成的结构以及由nmos管mn2和mn4连接而成的结构。

所述驱动放大器1的共源共栅放大器中的共栅连接的nmos管mn3和mn4的栅极连接有对应的偏置电压vb2且偏置电压vb2通过对应的电阻rb连接到nmos管mn3和mn4的栅极。rb表示表示用于偏置的电阻。

所述驱动放大器1的两个差分输出端之间连接有第一电感l1，所述第一电感l1的中心抽头连接第一电源电压vddl。

所述主功率放大器2的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第一电阻且在两个第一电阻的连接处加有使所述主功率放大器2的两组共源共栅放大器工作在ab类的偏置电压vb_ab。图7中两个第一电阻都采用rb表示，表示用于偏置的电阻。

所述辅助功率放大器3的两个差分输入端之间串联有两个大小相等的第二电阻且在两个第二电阻的连接处加有使所述辅助功率放大器3的两组共源共栅放大器工作在c类的偏置电压vb_c。图7中两个第二电阻都采用rb表示，表示用于偏置的电阻。

所述主功率放大器2的两组共源共栅放大器中的共栅连接的nmos管mn9和mn10的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压vb3且偏置电压vb3通过对应的电阻rb连接到nmos管mn9和mn10的栅极。

所述辅助功率放大器3的两组共源共栅放大器中的共栅连接的nmos管mn11和mn12的栅极连接在一起并连接对应的偏置电压vb4且偏置电压vb4通过对应的电阻rb连接到nmos管mn11和mn12的栅极。

输入变压器t1的输出端线圈的中心抽头连接有偏置电压vb1。图7中各电阻都采用rb表示，实际使用中，各电阻的值的大小能根据需要进行相应的设置。

如图8所示，是本发明较佳实施例dohertypa和现有电路的功率回退区间效率的比较曲线；

曲线401为现有理想的b类功率放大器的效率和输出功率回退值的曲线；

曲线402是现有理想的具有6db功率回退值的dohertypa的效率和输出功率回退值的曲线；

曲线403是本发明较佳实施例dohertypa对应的理想的具有12db功率回退值的dohertypa的效率和输出功率回退值的曲线；

曲线401、402和403的横坐标都为输出功率回退值，纵坐标为归一化效率。

比较曲线402和402所示，在功率回退值在0db～12db时，曲线402和曲线403重合，当功率回退值在12db以下即小于等于-12db时，本发明较佳实施例会将电源电压切换为vdd/2，这样主功率放大器2的效率会增加，表现为曲线403在小于等于-12db时曲线会上移，在12db以下功率回退区间中效率能重新达到100％，这时主功率放大器2会重新饱和。

如图9所示，是图8对应的功率回退区间效率的比较曲线加lte和ieee802.11b的概率密度曲线。

曲线401至403和图8中的相同，对应的纵坐标放在了右侧。

曲线405对应于长期演进(longtermevolution,lte)的概率密度曲线，曲线404对应于的ieee802.11b的概率密度曲线。可以看出，本发明较佳实施例对应的曲线403在曲线404和405的较大概率密度处都具有较高的效率。

以上通过具体实施例对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。