一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法与流程

本发明属于无线通信领域，具体是一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法。

背景技术：

功率放大器(poweramplifier,pa)是无线通信系统发射机中的重要器件，它能把小信号放大为能量很大的射频微波信号。而现在常用的正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,ofdm)技术拥有多个相同幅度与调制方式的子载波，子载波分布在不同的频率上且相互正交，这导致了很高的峰均比(peak-to-averagepowerratio,papr)。高峰均比会导致信号在经过功率放大器之后幅度与相位的失真增加，一方面造成带内的失真，另一方面也会产生频谱的邻道泄露，对其他信道上的信息造成干扰。因此，对于在未来宽带系统中的超高的并发数据流量，功率放大器的线性化研究具有重大意义。

随着通信业务的增加以及多样化的发展，频谱资源和功率资源受限的问题日益严重。为了提高频谱资源利用率，高阶调制方式得到了广泛应用。大功率放大器输出功率需要进行一定量回退以保证一定程度的线性度的要求，却会在一定程度上降低功率放大器的工作效率。

自适应数字预失真技术是补偿功率放大器非线性失真最好的方法之一。近年来，随着多频带、高带宽信号传输需求的不断增加，数字预失真采样回路带宽面临着极大挑战，可用于并发多频带的数字预失真技术随之出现。传统的二维数字预失真技术(2d-dpd)结构，通过双反馈回路完成功率放大器输出的双频带信号的独立采集，从而获得各自频带的预失真系数。而需要双反馈回路来分别实现双频带数字预失真的补偿，从而增加了数字预失真硬件实现成本。

为了优化反馈通道结构，有研究者提出了基于欠采样的单反馈回路并发双频带技术，能有效降低反馈回路中采样速率，在欠采样后信号发生混叠的情况下仍然能有效辨识预失真系数。其所采用的方法虽然能降低系统的硬件要求，但由于欠采样后有用信号发生混叠，系统噪声也会叠加，因此有关峰值信号功率的有价值信息可能会丢失，而在具有高峰均功率比(papr)的通信系统中，如果没有准确捕获峰值信号功率，线性性能将恶化。

技术实现要素：

本发明为解决未来高带宽多频带通信数字预失真反馈回路中，所需采样速率日益增加的问题，提出了一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法；通过在单一反馈回路中多次互质采样获得时间交织的信号，从而准确提取预失真系数；在保证功放非线性失真优化效果的前提下，为反馈回路有效减少采样率提出了一种新的解决思路。

具体步骤包括：

步骤一、利用并发双频带的两个基带信号作为原始信号，计算并发双频带输入信号x(n)；

并发双频带输入信号公式为：

其中xa(n)和xb(n)分别为待发射的并发双频带的两个基带信号；其中，w0＝2πf0，f0为信号的载波频率。

步骤二、双频带输入信号x(n)依次经过混频器，数模转换器和功率放大器后，在反馈回路中采集放大信号，经过下变频后，利用低通滤波器滤除放大信号中的谐波失真和带外交调失真，得到滤波后的模拟信号y(t)。

τ为信号源重复发射的时间间隔。

步骤三、在初始发射时间t＝0时，利用欠采样因子m1的模数转换器对滤波后的信号y(t)进行采样，得到信号y1(n)并存储；

其中t为全采样速率单位时间间隔；

步骤四、在发射时间t＝τ时，利用欠采样因子m2的模数转换器对滤波后的信号y(t)进行采样，得到信号y2(n)并存储。

步骤五、将信号y1(n)和y2(n)分别以时间mt为采样间隔，分解为信号和

其中，m＝m1·m2；

步骤六、对每个分解的信号和分别进行傅里叶变换，重构矩阵和

针对信号进行傅里叶变换后，得到周期函数

f为信号的频率；

将周期函数左右都乘上exp(-j2πm1ptf)，得到重构矩阵

是一维矩阵：

ym(f)是一个m行的矩阵：ym(f)＝{y(f)；y(f+1/mt)；…；y(f+(m-1)/mt)}；

同理得到重构矩阵

步骤七、利用重构矩阵和构造矩阵ul(f)，经过矩阵变换和转换后恢复出有用信号yr(n)。

首先，构造矩阵ul(f)为：

然后，进行矩阵变换，将ul(f)表示为：ul(f)＝φl,mym(f)

通过对矩阵ym(f)中的非零行向量进行重组，得到新的矩阵同时φl,m的列向量相应的减少为s，记为φl,s。

在s≤l时，

最后，求解出矩阵

将重新组合行向量yr(f)，对yr(f)进行傅里叶反变换即得到有用信号yr(n)。

yr(f)中包含着y(f)中并发双频带所处位置的频谱信息。

步骤八、从重构后的有用信号yr(n)中重新分离出与原始信号xa(n)和xb(n)对应的反馈回路中的信号ya(n)与yb(n)。

首先，从重构后的有用信号yr(n)中分离出并发双频带中的两个信号yra(n)和yrb(n)

其中，为左乘的idft矩阵；

ha和hb为理想滤波器矩阵，表示为：

其中il和ir都为(ns/2m)×(ns/2m)的单位矩阵；

其中w0＝2π(fa-fb)/2/fs，同理得到yrb(n)。

综上所述，成功分离出信号yra(n)和yrb(n)视作信号y(n)经过理想带通滤波器后下变频得到的两个频带的信号，则yra(n)和yrb(n)与原始信号xa(n)、xb(n)满足如下式中所示的2d-dpd模型。

其中和是模型系数，的集合构成了一维向量c^(a)，的集合构成了一维向量c^(b)，k是非线性阶数，m是记忆深度。

通过最小二乘法提取模型系数向量c^(a)和c^(b)，因此数字预失真模块系数得以更新。

本发明的优点在于：

1、一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法，在保证数字预失真线性效果的前提下，有效降低了数字预失真反馈回路中所需模数转换器(adc)所需采样率。

2、一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法，仅使用单反馈回路单可调adc，不增加系统回路的复杂度和其他硬件成本，例如：混频器，滤波器等。

3、一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法，可利用恢复算法恢复一定范围内任意载波位置的信号，使得反馈回路不再受混频器限制，预失真架构更具有灵活性。

附图说明

图1是本发明一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法中原理图；

图2是本发明一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法的流程图；

图3是本发明一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法的原理图；

图4是本发明具体实施方式采用的同步互质采样实例示意图；

图5是本发明采用不同dpd架构的功率谱密度对比图。

具体实施方案

下面将结合附图和实例对本发明作进一步的详细说明。

本发明为了减少由于欠采样导致的信息丢失，提高功率放大器的线性化程度，提出了一种基于时间交织采样的单反馈回路并发双频带数字预失真方法(timeinterleavedsamplingbaseddigitalpredistortiontechniquewithasinglefeedbackloopfordual-banddpd)，通过对功放输出信号的两次互质采样获得时间交织的信号，反馈回路中只需使用单个低采样率adc，就能实现功放输出有用信号的采集。随后，利用间接学习结构，分别提取每个频带的预失真系数。

基于时间交织的并发双频段单反馈回路原理如图1所示，将待发射的两个频带xa(n)和频带xb(n)输入dpd模型中，分别经过数模转换器dac-a和dac-b；各自结合自身信号对应的载波频率fa和fb，两个信号经过pa后通过耦合器耦合小信号进入反馈回路中，在反馈回路中首先经过中心频率为(fa+fb)/2的下变频模块将信号还原至基带，随后经过一个低通滤波器，再通过采样速率可调的adc分别在时间t＝0和t＝τ时进行两次采样得到信号y1(n)和y2(n)，将所获得的y1(n)和y2(n)利用恢复算法重构为信号yr(n)，利用恢复的信号进行自适应预失真，后使用最小二乘法求解得到预失真参数。

具体步骤如图2和图3所示，包括：

步骤一、利用并发双频带的两个基带信号作为原始信号，计算并发双频带输入信号x(n)；

并发双频带输入信号公式为：

其中xa(n)和xb(n)分别为待发射的并发双频带的两个基带信号；其中，w0＝2πf0，f0为信号的载波频率。频带xa(n)和频带xb(n)对应的预失真参数为c^(a)和c^(b)，设置初始值c^(a)＝c^(b)＝[1,0,0,…,0]^t，发射信号的载波频率分别为fa和fb，经过功放后的扩展带宽分别为ba和bb。将双频段功放输出看作一个完整的宽带信号，这个信号的载波频率为两个载波之间的中心频率，即(fa+fb)/2；设置发射时间为t1＝0和t2＝τ，同时设置两次采样的欠采样因子分别为m1和m2。

步骤二、双频带输入信号x(n)依次经过混频器，数模转换器和功率放大器后，在反馈回路中采集放大信号，经过下变频后，利用低通滤波器滤除反馈回路信号中的谐波失真和带外交调失真，得到滤波后的模拟信号y(t)。

在反馈回路中将功放输出宽带信号下变频到基带，下变频本振也为两个载波之间的中心频率，下变频后经过一个低通滤波器来消除频谱中的带外失真，获得模拟信号y(t)，滤波器输出信号y(t)为：

将在t＝0以及t＝τ时分别通过具有采样率为m1和m2的欠采样adc，其中t为奈奎斯特全采样速率单位时间间隔，则y(t)应满足

步骤三、按照信号源重复发射的时间间隔τ对滤波后的信号y(t)进行两次信号的发射和采样，得到信号y1(n)和y2(n)并存储；

在初始发射时间t＝0和t＝τ时，利用欠采样因子m1和m2的模数转换器分别进行采样，得到信号y1(n)和y2(n)；

m1与m2为互质的两个整数，才能采样到最多的有用信号。两次采样的信号都被保存用于信号的重构，时域信号中两次采样的关系如图4上半部分所示，在每时间间隔mt中，dac-a以时间间隔m1t进行采样，共可以采集到m2个点，而dac-b则以时间间隔m2t进行采样，共可以采集到m1个点。可知两次采样后，y(t)在mt的时间内共有m1+m2-1个点能够被采样得到。

步骤四、将信号y1(n)和y2(n)，分解为信号和

其中，m＝m1·m2；如图4下半部分所示，将y1(n)和y2(n)分解为l,(l＝m1+m2-1)个采样时间间隔为m1m2t的信号，对每个分解后信号进行相位恢复和傅里叶变换，将经过傅里叶变换后的信号重构为一个矩阵。经过矩阵变换和转换后可以恢复出有用信号yr(n)。

步骤五、对每个分解的信号和分别进行信号由时域到频域的傅里叶变换，重构矩阵和

针对信号进行傅里叶变换后，得到以1/mt为周期的周期函数

第二行式子表示m个频域部分先频移后相加。f为信号的频率；f∈θ0，θ0＝[0,1/mt)。

将周期函数左右都乘上exp(-j2πm1ptf)，改写为如下两个矩阵的形式：

其中是一维矩阵：

ym(f)是一个m行的矩阵，其m个行向量是由y(f)切割为m片长度为1/mt的频谱片段组成：

ym(f)＝{y(f)；y(f+1/mt)；…；y(f+(m-1)/mt)}(9)

设置式(7)被重新写作：

同理得到重构矩阵

步骤六、利用重构矩阵和构造矩阵ul(f)，经过矩阵变换和转换后恢复出有用信号yr(n)。

首先，构造矩阵ul(f)为：

然后，将式(10)(11)带入式(12)进行矩阵变换，将ul(f)表示为：

ul(f)＝φl,mym(f)(13)

l＝m1+m2-1，

由于ym(f)中包含了恢复信号的有用信息，所以需要通过式(13)恢复ym(f)，而式(13)是个欠定方程，无法直接求解。但由于式(9)可知ym(f)中包含着不同位置的频谱信息，而并发双频带中包含着无信息的保护间隔，即ym(f)中的行向量部分为零，所以ym(f)的行向量可以减小为s(s＝λm)，通过对矩阵ym(f)中的非零行向量进行重组，得到新的矩阵同时φl,m的列向量相应的减少为s，记为φl,s。

在s≤l时，式(13)改写作一个超定方程的形式：

最后，通过(14)求解得到

将按照式(9)中的位置重新组合行向量yr(f)，yr(f)中包含着y(f)中并发双频带所处位置的频谱信息，对yr(f)进行傅里叶反变换即得到有用信号yr(n)。

步骤七、从重构后的有用信号yr(n)中重新分离出与原始信号xa(n)和xb(n)对应的反馈回路中的信号ya(n)与yb(n)。

首先，从重构后的有用信号yr(n)中分离出并发双频带中的两个信号yra(n)和yrb(n)

其中，为左乘的idft矩阵；

ha和hb为理想滤波器矩阵，表示为：

其中il和ir都为(ns/2m)×(ns/2m)的单位矩阵；将式(17)(18)带入式(16)中，可近似表示为

其中w0＝2π(fa-fb)/2/fs，同理得到yrb(n)。

综上所述，由上述采样方式可以成功分离出信号yra(n)和yrb(n)，重构所得到的信号yra(n)和yrb(n)即可视作信号y(n)经过理想带通滤波器后下变频得到的两个频带的信号，则yra(n)和yrb(n)与原始信号xa(n)、xb(n)满足如下式中所示的2d-dpd模型。

其中和是模型系数，k是非线性阶数，m是记忆深度。通过最小二乘法提取dpd模型系数进行更新，得到反馈回路中的信号ya(n)与yb(n)。通过对比可更新预失真参数wa与wb。

其中和是模型系数，如图3所示，的集合构成了一个一维向量c^(a)，的集合构成了一个一维向量c^(b)，k是非线性阶数，m是记忆深度。

通过最小二乘法提取模型系数向量c^(a)和c^(b)，因此数字预失真模块系数得以更新。

本发明一种具有单反馈环路的新型双频dpd结构，它利用时间交织信号来提高单反馈环路中采集信号的有效性同时降低了所需单个adc的采样率。如图5所示，本发明利用两个15mhz的正交频分复用(ofdm)信号进行了实验，两个ofdm信号分通过上变频模块调制到19.75ghz和19.95ghz处，随后通过功率放大器进行发射。在反馈回路中，传统数字预失真方案中若仅利用一条单反馈回路对功率放大器输出信号进行采样并分析提取预失真系数时，采样带宽需达到300mhz,即所需adc采样速率需达到600msps，而本发明所提出方法仅需要采样速率分别为100msps和120msps的两个时间同步的小型adc就能正确提取预失真模块系数。实验结果表明，三条曲线分别显示显示了原始ofdm信号，仅经过功率放大器的信号以及经过数字预失真模块和功率放大器两个模块的信号的频谱图，原始信号和经过本发明数字预失真模块的信号都未发生频谱扩展情况，邻信号功率比(acpr)都能降低至-52dbc，而未经过预失真的信号的acpr则高达-28dbc。实验证明所提出的结构在所需单个adc的采样速率减少5倍时，仍然能为数字预失真模块正确提取预失真系数以补偿功率放大器的非线性。综上，本发明能满足功率放大器的线性化性能，降低反馈回路系统成本与规模。