具有非线性传导和低静态电流的跨导放大器的制作方法

本申请要求于2018年3月22日提交美国专利商标局、申请号为15/928,791的美国专利申请的优先权和权益，其全部内容通过引用结合在本申请中。

本发明涉及跨导放大器，更具体地说，涉及一种具有可选择的非线性跨导(gm)同时绘制低静态电流的跨导放大器。

背景技术：

跨导放大器接收输入电压并输出与输入电压具有某种定义关系的电流。对于宽范围的输入电压，放大器的跨导(gm)通常是恒定的，但是对于某些应用来说非常需要非线性跨导。跨导以gm＝δiout/δvin给出，并且对于δvin的不同范围可以是可变的。

跨导放大器的输出可用于对电容器充电和放电，控制mosfet或双极晶体管，或用于其他目的。快速充电/放电高电容负载或驱动大型mosfet可能需要具有更高gm的跨导放大器。

具有非线性gm的跨导放大器的有用性的一个例子是在诸如用于电压调节器的反馈电路中。放大器可以接收参考电压和稳压器的分压输出电压。如果两个电压匹配(在稳态操作期间)，则放大器的电流输出基本为零，并且调节器的输出电压不会改变。当调节器的分压输出电压变得大于或小于参考电压时，例如由于负载的变化，来自放大器的非零输出电流导致调节器的输出电压下降或上升至再次将分压输出电压与参考电压相匹配。由于在这种反馈电路的操作中涉及瞬态信号和延迟，因此稳定性是一个问题。通过具有低gm的放大器用于小的输入电压差，调节器增加了稳定性，并且通过具有高gm的放大器用于大的输入电压差，调节器可以快速地对变化的负载作出反应。

这种非线性gm跨导放大器具有许多其他用途。

gm可以是不对称的，例如正电压差使放大器具有特定gm并且负电压差导致放大器具有不同的gm。这种不对称gm可以是放大器驱动器件以模拟二极管的地方。

图1示出了具有阶梯式gm和不对称输出的跨导放大器的电流输出。当放大器输入端存在负电压差时，放大器具有高gm，标记为h。输入可以具有偏移电压，使得放大器在偏移范围期间输出基本为零的电流，标记为o。对于高于偏移的小正电压差，放大器配置为具有标记为s的小gm。对于更大的正电压差，放大器配置为具有标记为m的中等gm。用于更大的正电压差，放大器配置为具有高gm，标记为h。

可以互连多个跨导放大器以实现图1的期望特性。

图2示出了用于改变复合跨导放大器的gm的一种现有技术，图3是由图2的放大器获得的电流对电压曲线。

各个跨导放大器标记为10、11、12、13和14，并且各自具有gm、gm1、gm2、gm3和gm4的跨导。gm可以相同或不同。放大器10-14以不同的组合操作以执行具有定制特性的单个跨导放大器16。示出了不同的电压偏移v1-v4耦合到放大器的反相输入。确定电压偏移的极性。二极管d1-d4不是电路的一部分，而只是传送放大器10-14输出的不同电流方向。复合放大器16被示出为驱动电容性负载20。

图3示出了当输入电压vin从负电压扫描到正电压时图2的放大器16的电流与输入电压波形。波形对称于零伏特。偏移电压电平标识为v1-v4。偏移电压确定每个放大器11-14何时对输出电流有贡献。放大器10总是对输出电流有贡献并且在整个电压范围内工作。当正输入电压差超过v1时，放大器11提供电流，并且其gm与放大器10的gm组合，如图3中的介质gmm1所示。当正输入电压差超过v2时，放大器12提供电流，并且它的gm与放大器10和11的gm组合，显示为高gmh1。对于负输入电压，当负输入电压差超过v3时，放大器13提供电流，并且其gm与放大器10的gm组合，如中gmm2所示。当负输入电压差超过v4时，放大器14提供电流，并且其gm与放大器10和13的gm组合，如高gmh2所示。通过改变各个放大器的gm或偏移，复合放大器16可以具有不对称输出。

具有图2设计的缺点包括具有离散电平的gm，并且每个单独的放大器总是产生静态电流。可以添加更多放大器以增加gm电平，但这会增加静态电流、复杂性和成本。

所需要的是具有非线性gm的改进的跨导放大器，其中放大器的静态电流远低于现有技术设计的静态电流。

发明概述

在其最简单的实施例中，具有固定gm的单个跨导放大器经由电阻器耦合到负载，例如电容性负载。放大器的电流输出会在电阻上产生电压降。npn双极晶体管的基极耦合到电阻器的一端，其发射极耦合到电阻器的另一端。类似地，pnp双极晶体管的基极耦合到电阻器的一端，并且其发射极耦合到电阻器的另一端。npn晶体管通过来自放大器的正电流逐渐导通，因为电阻器两端的电压超过导通npn晶体管所需的正基极-极性电压(例如0.7v)。类似地，当电阻器两端的电压超过导通pnp晶体管所需的负基极-发射极电压(例如-0.7v)时，pnp晶体管逐渐被来自放大器的负电流导通。因此，在由电阻器的值确定的偏移之后，放大器的gm对于正电流和负电流都被升压。因此，电路可以由用户设计或设置，以在零电压输入的任何范围内具有小gm，并且在该范围之外具有更大的gm。通过选择npn和pnp晶体管，或通过使用电压偏移，或通过并行使用晶体管，gm可以是不对称的。此外，由于npn和pnp晶体管提供的电流在电阻器两端的电压降达到相关阈值后平滑地上升，因此gm变化是连续的而不是离散的。因此，静态电流仅是最低gm的单个跨导放大器的静态电流，其中电路可在大多数时间内工作。gm的范围可以非常高，不需要增加静态电流。

在更复杂的实施例中，多个电阻器串联连接在跨导放大器和负载之间，以产生具有抽头的电阻分压器。各种驱动电路连接到不同的抽头，以便在跨导放大器的不同电流电平输出处启用。每个驱动电路可以产生不同的电流，以使组合的输出电流成为负载指数或输入电压的任何其他非线性函数。驱动电路在启用之前不会消耗电流。

如果在反馈环路中使用跨导放大器，例如在将其输出电压与参考电压相匹配的调节器中，则当输入平衡时(在稳定时)，由于其低gm相对容易进行补偿(以提高稳定性)。跨导放大器只有在回转时才有高gm。

这种跨导放大器还特别适用于驱动高电容负载，包括大型mosfet，并允许定制不同容性负载的gm。其他用途包括模拟二极管的驱动装置。

描述了各种其他实施例。

附图简述

图1是具有不对称非线性跨导(gm)的跨导放大器的可能的电流-电压波形。

图2示出了由多个单独的跨导放大器和电压源偏移组成的现有技术复合跨导放大器的一个例子。

图3是图2的非线性跨导放大器的可能的电流-电压波形，示出了对称的非线性gm。

图4示出了本发明的一个实施例，其中单个跨导放大器用于提供对称或非对称非线性gm，因此静态电流较低。

图5示出了本发明的另一个实施例，其中单个跨导放大器用于提供对称或非对称非线性gm，因此静态电流较低，其中该电路在低差分电压下提供低gm，在该范围之外提供更高的gm。

图6示出了本发明的另一个实施例，其中单个跨导放大器用于提供对称或非对称非线性gm，因此静态电流较低，其中抽头电压根据跨导放大器的电流输出选择性地启动驱动电路。

图7是图6的跨导放大器的更详细的示意图。

图8是图6的电路中可选择的上拉驱动电路的更详细的示意图。

图9是图6的电路中的可选下拉驱动电路的更详细的示意图。

相同或等同的元素用相同的数字标记。

发明详述

图4说明了本发明的一个实施例。跨导放大器30可以是任何传统的跨导放大器，其具有在特定输入电压范围内的固定跨导(gm)。放大器30的输出电流i1由施加到其反相和非反相输入端的输入电压vin控制。该电流i1在放大器30和负载34之间串联的电阻器32上产生电压降，其由负载电容表示，但可以是任何类型的负载。负载34可以是电压调节器反馈网络、mosfet或任何其他类型的负载中的电容器，其中非线性gm可能是有益的。

双极npn晶体管36的基极耦合到电阻器32的一端，其发射极耦合到电阻器32的另一端。类似地，双极pnp晶体管38的基极耦合到电阻器32的一端，其发射极耦合到电阻器32的另一端。在该示例中假设基极电流可忽略不计。

假设电流是正电流(vin是正的)，npn晶体管36将不会导通，直到电阻器32两端的电压降超过npn晶体管36的基极-发射极导通电压(vbe)，这可能约0.7v。可以使用其他类型的晶体管。因此，对于放大器30输出的低电流，npn晶体管36不向负载34增加电流，因此电路的总gm相对较低(跨导放大器30的gm)。随着电流i1由于vin的增加而增加，npn晶体管36导通并向负载34提供电流。组合电流显示为i2。选择电阻器32的值以确定开始接通npn晶体管36所需的i1阈值电流。由于npn晶体管36提供的上拉电流随着电流i1超过阈值电流而平滑地增加，因此在gm将没有不连续性。

类似地，当电阻器32两端的电压超过导通pnp晶体管38所需的负基极-发射极电压(例如，-0.7v)时，pnp晶体管38由来自放大器30的负电流逐渐导通。然后pnp晶体管38向负电流i1提供下拉电流。

因此，在由电阻器的值确定的偏移之后，放大器的gm对于正电流和负电流都被平滑地升压。因此，电路可以由用户设计或设置，以在零差分电压输入的任何范围内具有小gm，并且在该范围之外具有更大的gm。增加的gm是指数的。

由于仅使用单个跨导放大器30，因此与图2的电路的静态电流相比，图4的电路的静态电流等于单个跨导放大器的静态电流。gms的范围可以非常高，无需增加静态电流，无需其他电路。

如果在反馈网络中使用图4的电路，则在稳态条件期间反馈环路不会受到双极晶体管的影响，因此跨导放大器的gm将易于补偿以实现期望的稳定性。

如果需要高gms，需要在双极晶体管中增加基极电流，可以使用多级达林顿电路来提升基极电流。如果使用mosfet代替双极晶体管，则不需要基极驱动，但栅极电容可能会限制系统的压摆能力。

图5示出了npn晶体管36和pnp晶体管38的可选偏移的附加特征，使得晶体管可以在不同的电流电平下导通，以实现i对v波形的定制不对称性。例如，vo1的电压源偏移可以减去或增加npn晶体管36的基极的电压，以使其在从跨导放大器30输出的选定电流i1处导通。类似地，vo2的电压源偏移可以减去或增加pnp晶体管38基极的电压，使其在从跨导放大器30输出的选定电流i1下导通。

图6说明了本发明的另一个实施例，其中单个跨导放大器30用于提供对称或非对称非线性gm，其中抽头电压根据跨导放大器30的电流输出选择性地启动上拉和下拉驱动级40-47。驱动级40-47在使能之前不使用任何静态电流，因此在低gm操作期间静态电流较低。每个驱动级40-47可以包括用于检测使能电压的电压检测器和电流源。电流源可以是连接在负载34和正或负轨电压之间的mosfet。驱动级40-47被识别为驱动器10、100、1k和10k，这意味着驱动级的上拉或下拉能力是放大器30的上拉或下拉能力的10倍、100倍、1k倍或10k倍。该功能可以直接与用作上拉或下拉器件的mosfet的相对尺寸相关联。这些比例因子是任意的，可以针对特定应用进行定制。

一系列电阻器50-53将电流i1从跨导放大器30传导到负载34，因此在电阻器的节点处存在不同的电压降。这些电压由驱动级40-47分接，并用于在电流i1正或负斜坡时使驱动级40-47的不同组合成为可能。不同的驱动级40-47具有耦合到抽头的一对使能引脚，并且由跨导放大器30输出的不同电流电平使能。所有驱动级40-47上的一个使能引脚连接到电压v5作为参考电压。另一个使能引脚连接到其中一个分接头。电阻器值可以相同或不同。

在该示例中，由驱动级40-47传递的电流是指数缩放的，但是驱动级40-47可以以任何方式缩放。

在操作中，在非常低的电流下，没有抽头电压足以启用任何驱动级40-47，因此gm仅是跨导放大器30的gm。当正电流达到第一阈值电平时，其中v1和v5之间的电压降等于上拉驱动级40的使能电压(例如，1v)，驱动级40将固定的正电流加到流入负载34的电流中。当来自跨导放大器30的电流增加时，v2和v5之间的电压降等于上拉驱动级41的使能电压(例如，1v)，并且驱动级41将其固定的正电流加到进入负载34的电流中。随着来自跨导放大器30的电流进一步增加，该过程继续。如所看到的，由于连续启用附加驱动级，vin增加时正电流呈指数(非线性)增加。

对于负输入电压vin，下拉驱动级44-47的使能引脚连接被反转，使得参考电压v5相对于其他抽头变为正。随着跨导放大器30的电流输出变得越来越负，下拉驱动级44-47被连续地使能。提供给负载34的电流是指数和对称的。通过选择不同的驱动级，gm可以是不对称的。可以使用任意数量的驱动级来平滑过渡。

由于驱动级40-47在启用之前不会消耗电流，因此它们不会增加静态电流。

每个驱动级40-47可以包括可选择的偏移，以使其能够进一步定制i对v波形。

如果图6的电路用于反馈回路，则在稳态条件下，只有跨导放大器30gm是相关的，因此容易实现对稳定性的补偿。

此外，由于只有一个跨导放大器连接到输入电压，输入电压源看到低输入电容，因此反应时间很快。

增加的驱动级40-47可以非常快速地转换容性负载(包括大型mosfet)，尤其是如果它们是指数加权的。

对于容性负载，以及通过反馈回路检测和控制流入负载的电流，各个驱动级40-47的导通不是由输入电压vin直接控制，而是由串联的电流压摆率控制电阻器。

图7示出了类似于图6的电路，示出了mosfetm1-m8作为上拉和下拉电流源，以及用于耦合到电阻器抽头的每个mosfet的驱动器a1-a8。电阻器r1-r4串联地示出在跨导放大器g1和输出端子out之间，用于耦合到负载(未示出)。每个驱动器a1-a8具有可选的电压源偏移v1-v8，其用于进一步控制每个mosfetm1-m8何时导通，因为跨导放大器g1产生的电流斜坡上升或下降。mosfetm1-m4是p沟道mosfet，mosfetm5-m8是n沟道mosfet。改变电压源偏移使得不对称gm成为可能。示出了mosfetm1-m8的相对尺寸，使得提供给负载的电流的变化是指数的。

图8示出了可用于每个上拉驱动器a1-a4的电路及其电压偏移。特定配置用于具有连接在电阻器r1和r4之间的输入的驱动器a1。mosfetm9检测电阻器r1-r4两端的差分电压。当电压达到mosfetm9的阈值电压时，电流流过电阻器r5以产生足够的电压降以拉低反相器u1的输入，反相器u1的输入上拉反相器u2的输入，然后反相器u2下拉p沟道mosfetm1的输入以将其打开。换句话说，当足够的差分输入电压施加到跨导放大器g1使得流过电阻器r1-r4的电流下降阈值电压(vt)时，然后mosfetm9导通并触发反相器u1和u2导通mosfetm1。可以在电阻器r5上添加电容器以提供噪声滤波或延迟。可以使用额外的逆变器来增加驱动强度。

该电路具有相对低的电容，因为mosfetm9可以很小。在达到阈值之前不会消耗静态电流。

下拉驱动器a4-a8可以简单地是图8的上拉驱动器的“颠倒”版本，其中mosfet的类型是相反的极性。

图9示出了具有附加特征的下拉驱动器a4-a8中的一个，并且特定配置用于驱动器a8。附加逆变器u3-u8增加了较大mosfetm8的驱动电流。输入仅检测电阻器r4上的电压。电阻器r6两端的电容器c1用作噪声滤波器或提供延迟。电流镜像mosfetm11和m12显示了如何添加电平转换或模拟gm。通过改变mosfetm11和m12的尺寸比，可以调节灵敏度。图9的电路向跨导放大器g1呈现非常低的电容负载，并且在达到mosfetm10的阈值之前不消耗静态电流。所有各种上拉和下拉电路通常可以称为驱动电路，因为它们可以由简单的双极晶体管(图4和5)组成，或者除了上拉或下拉电流源之外，还包括电压检测器或其他启用电路。

所示的所有电路可以形成为集成电路。

许多其他电路配置可用于实现本发明的技术。

虽然已经示出和描述了本发明的特定实施例，但是对于本领域技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的更广泛方面的情况下可以进行改变和修改，因此，所附权利要求在其范围内包含在本发明的真实精神和范围内的所有这些变化和修改。