一种高精度低功耗的振荡器的制作方法

本发明涉及集成电路设计领域，尤其涉及到振荡器。

背景技术：

现有技术中设计可调频率及可调占空比的振荡器电路往往比较复杂，常常需要两个比较器来分别设定导通时间与关断时间，其功耗较高。而仅用一个比较器或同类的方法实现振荡器产生时，往往无法对其占空比进行调整。从而使得该类振荡器在性能提高上，其电路比较复杂且功耗较大，从而很难在功耗与性能上达到一个平衡点，针对市场上同类的产品设计遇到的此类问题，就成为了本领域设计人员亟需解决的一个问题。

如图1所示，是市场上实现该种振荡器的设计常用方法电路示意图。市场上现有设计调频调占空比的振荡器往往需要两个比较器来实现，通过恒定电流i1给电容c1充电，使得比较器的一端从电压0v升到vref电压所需的时间即为ton或toff时间；通过恒定电流i2给电容c2充电，使得比较器的一端从电压0v升到vref电压所需的时间即为toff或ton时间，从而最后实现频率可调，占空比可调。但该电路比较复杂且功耗较大，精准度不高。

技术实现要素：

本专利提供的一种高精度低功耗的振荡器，电路结构简单成本低，工作稳定性高，可通过设置参数来实现所需频率及所需占空比的振荡器，且在提高振荡器精度的同时也节省一个比较器降低了电路功耗。

一种高精度低功耗的振荡器，包括：第一电流源i1、第二电流源i2、第一nmos管n1、第二nmos管n2、第三nmos管n3、第四nmos管n4、第五nmos管n5、第六nmos管n6、第一电容c1、第二电容c2、第一比较器a1、第一反相器inv1，第一反相器inv1的输出端作为所述振荡器输出端osc；

所述第一电流源i1的一端接电源电压vdd，另一端接第一nmos管n1的漏端；第一nmos管n1的栅级接第二nmos管n2的栅级、第四nmos管n4的栅级和第一反相器inv1的输出端；第一nmos管n1的源极接第四nmos管n4漏/源极、第五nmos管的漏极和第一电容c1的一端，第一电容c1的另一端接地；第二电容c2的一端接电源电压vdd，另一端接第四nmos管n4的源/漏极、第六nmos管n6的漏/源极和第一比较器a1的输入端；第一比较器a1的另一输入端接第二nmos管n2的漏/源极和第三nmos管n3的漏/源极，第一比较器a1的输出端接第一反相器inv1的输入端、第五nmos管n5的栅级、第六nmos管n6的栅级和第三nmos管n3的栅级，第二nmos管n2的源/漏极接第一比较电压v1，第三nmos管n3的源/漏极接第二比较电压v2，第五nmos管n5的源极接地，第六nmos管n6的源/漏极接第二电流源i2的一端，第二电源i2的另一端接地。

进一步，所述第一比较电压v1、第二比较电压v2作为所述振荡器的两个信号输入端，并且v2<v1。

进一步，所述第一电流源i1、第二电流源i2为不受电源电压及温度影响的参考电流源；所述参考电流源电路包括：第一电阻rn、第二电阻rp、第二比较器a2、第四pmos管p4、第五pmos管p5、第六pmos管p6、第九nmos管n9、第十nmos管n10、第十一nmos管n11；

所述第一电阻rn一端接地，另一端接第二电阻rp的一端，第二电阻rp的另一端接第九nmos管n9的源极及第二比较器a2的负输入端，第二比较器a2的正输入端接带隙基准电压v1，第二比较器a2的输出端接第九nmos管n9的栅级，第九nmos管n9的漏极接第四pmos管p4的漏极、栅级以及第五pmos管p5栅级和第六pmos管p6栅级；第四pmos管p4、第五pmos管栅p5和第六pmos管p6的源极均接电源vdd，第五pmos管漏极接第十nmos管n10栅级、漏极及第十一nmos管n11的栅级，第十一nmos管源极与第十nmos管源极接地，第十一nmos管漏极输出为所述第二电流源i2，第六pmos管p6漏极输出为所述第一电流源i1。

进一步，所述第一电阻rn为负温度变化的电阻；所述第二电阻rp为正温度变化的电阻。

进一步，所述振荡器通过集成工艺设置在芯片中。

本专利电路的改进带来如下优点：

1、本专利振荡器，电路结构简单成本低，工作稳定性高，通过与图1现有振荡器对比可发现，本专利实现同种功能的振荡器可节省一个比较器，从而可直接节省掉一个比较器的功耗，比较器的功耗决定了振荡器上升沿及下降沿的速度，所需速度越快则节省的功耗越大。

2、振荡器可通过设置参数来实现所需频率及所需占空比的振荡器，且在提高振荡器的精度的同时也降低了电路功耗，可运用在多种用途的芯片中。

3、所述振荡器的第一电流源i1、第二电流源i2为不受电源电压及温度影响的参考电流源，这样保证了振荡器的高精度。

附图说明

图1是现有市场上振荡器的设计常用方法电路示意图。

图2是本专利中一种振荡器的电路示意图。

图3是本专利中一种振荡器osc输出为低电平时的电路原理图。

图4是本专利中一种振荡器osc输出为高电平时的电路原理图。

图5是本专利中产生带隙基准的一种常用设计方法电路示意图。

图6是本专利中电流源的电路原理示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本专利作进一步地详细描述。

如图2-6所示，本专利提供一种高精度低功耗的振荡器，包括：第一电流源i1、第二电流源i2、第一nmos管n1、第二nmos管n2、第三nmos管n3、第四nmos管n4、第五nmos管n5、第六nmos管n6、第一电容c1、第二电容c2、第一比较器a1、第一反相器inv1，第一反相器inv1的输出端作为所述振荡器输出端osc；

所述第一电流源i1的一端接电源电压vdd，另一端接第一nmos管n1的漏端；第一nmos管n1的栅级接第二nmos管n2的栅级、第四nmos管n4的栅级和第一反相器inv1的输出端；第一nmos管n1的源极接第四nmos管n4漏/源极、第五nmos管的漏极和第一电容c1的一端，第一电容c1的另一端接地；第二电容c2的一端接电源电压vdd，另一端接第四nmos管n4的源/漏极、第六nmos管n6的漏/源极和第一比较器a1的输入端；第一比较器a1的另一输入端接第二nmos管n2的漏/源极和第三nmos管n3的漏/源极，第一比较器a1的输出端接第一反相器inv1的输入端、第五nmos管n5的栅级、第六nmos管n6的栅级和第三nmos管n3的栅级，第二nmos管n2的源/漏极接第一比较电压v1，第三nmos管n3的源/漏极接第二比较电压v2，第五nmos管n5的源极接地，第六nmos管n6的源/漏极接第二电流源i2的一端，第二电源i2的另一端接地。所述第一比较电压v1、第二比较电压v2作为所述振荡器的两个信号输入端，并且v2<v1。

如图6所示，所述第一电流源i1、第二电流源i2为不受电源电压及温度影响的参考电流源；所述参考电流源电路包括：第一电阻rn、第二电阻rp、第二比较器a2、第四pmos管p4、第五pmos管p5、第六pmos管p6、第九nmos管n9、第十nmos管n10、第十一nmos管n11；

所述第一电阻rn一端接地，另一端接第二电阻rp的一端，第二电阻rp的另一端接第九nmos管n9的源极及第二比较器a2的负输入端，第二比较器a2的正输入端接带隙基准电压v1，第二比较器a2的输出端接第九nmos管n9的栅级，第九nmos管n9的漏极接第四pmos管p4的漏极、栅级以及第五pmos管p5栅级和第六pmos管p6栅级；第四pmos管p4、第五pmos管栅p5和第六pmos管p6的源极均接电源vdd，第五pmos管漏极接第十nmos管n10栅级、漏极及第十一nmos管n11的栅级，第十一nmos管源极与第十nmos管源极接地，第十一nmos管漏极输出为所述第二电流源i2，第六pmos管p6漏极输出为所述第一电流源i1。

进一步，所述第一电阻rn为负温度变化的电阻；所述第二电阻rp为正温度变化的电阻。

上电后，所述第二电容c2将其与第一比较器的一端相接的电压点电压拉高，此时第一比较器输出为高电平，从而使得第一反相器inv1输出为低电平，此时第一nmos管n1、第二nmos管n2及第四nmos管n4的栅极电平均为低电平，而第三nmos管n3、第五nmos管n5及第六nmos管n6的栅级电平均为高电平，此时n2、n1、n4关断，n5、n6、n3导通，如图3即为此时的电路原理图。a1的正极输入端电压逐渐下降，直到降到第二电压点v2以下，此时a1输出电平为低电平，使得第一反相器inv1输出为高电平。此时n2、n1、n4导通，n3、n5、n6关断，如图4即为此时的电路原理图。a1的正极输入端电压逐渐升高，直到升到第一电压点v1以上，此时a1输出电平为高电平，导致输出osc信号为低电平，进而实现了振荡波形，形成振荡器。

通过与图1现有振荡器对比可发现，本专利实现同种功能的振荡器可节省一个比较器，从而可直接节省掉一个比较器的功耗，因为比较器的功耗决定了振荡器上升沿及下降沿的速度，所需速度越快则节省的功耗越大。

如图3所示，在稳定工作后，当osc为低后，其输入端电压经电流电容放电所得的时间即为低电平时间，即：

c2*δv＝i2*toff(1)

δv＝v1-v2(2)

如图4所示，在稳定工作后，当osc为高后，其输入端电压经电流电容充电所得时间即为高电平时间，即：

c1*δv＝i1*ton(3)

由以上的(1)、(2)、(3)、(4)即可计算出振荡器的频率f＝1/(ton+toff)，振荡器的正占空比为ton/(ton+toff)。

如图5所示，是本发明中产生带隙基准的一种常用设计方法电路示意图。由带隙基准产生的电压可知：

由公式(5)可知，vbe3为负温度系数，vt是正温度系数，选用合适的r2/r1便可得到零温度系数。v2＝r3/(r3+r4)，也是一个零温度系数。从而从计算公式上可以看出v1、v2均不受电源电压及温度影响。

如图6所示，是本发明中电流源的电路原理示意图。经过pmos管p1的电流可得：

在实际的设计中由于v1不受温度及电源电压影响，因此选用合适的正温度电阻rp与负温度电阻rn得出一个受温度影响很小的电阻后，通过镜像得到的电流源i1与i2则为基本不受电源电压及温度所影响。市场上广泛使用的内部振荡器，其随温度变化影响最大可达8％～10％，受电压变化影响最大可达3％，而采用了加入不受温度及电压变化影响的参考电压及参考电流设计后，考虑到工艺的影响及温度范围的变化，所述振荡器精度变化量在随着温度变化影响可降至3％以下，受电压变化影响可降至1％以下。

由以上的设计说明可以看出，采用本专利中的设计方案相比市场上在实际的设计中可根据设计需要选择调整电流、电容或者两个比较点电压来调整振荡器的频率及占空比。相较市场上的产品，通过独特结构减少温度和电压变化影响，提高振荡器的精度，受温度影响提高5％，受电压变化影响提高2％，同时也大大降低了电路功耗。

作为另一种实施方式，所述nmos管n1—n6可替换为npn管，也同样能实现提高精度，减少功耗的效果。

上述对实施例的描述是为便于该技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对这些实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于这里的实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，不脱离本发明范畴所做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。