感应加热设备的制作方法

专利名称:感应加热设备的制作方法
本发明涉及到一种感应加热设备，可以把本发明用做电烹调设备等。
一般来说，用晶体管转换电路做为一种感应加热型的电烹调设备，用一种L-C谐振电路做为晶体管转换电路，它能对超声频率实现大功率的转换。
在晶体管转换电路中，可以检测到晶体管收集极电压的零交插点或自由旋转二极管电流的零交插点，根据晶体管工作情况的检测，向晶体管输入接通信号，并且在转换电路的加热线圈和谐振电容中发生共振。
当振荡频率由于晶体管接通时间的减小而增加的时候，晶体管收集极的电压幅度就减小，但晶体管收集极电压并不变成零。因此，不能得到晶体管的接通时间。这就是在这种转换电路中存在着的问题。
在先有技术中曾提出过一种晶体管转换电路，例如经审查的序号为58-36473的日本专利出版物(KoKoKu)。在这个晶体管转换电路中，比较过给转换电路供电的直流电源和晶体管收集极电压，根据比较的结果，将基极驱动电流加到晶体管上。
然而，在这个晶体管转换电路中，当直流电源的电压保持不变时，如果转换器振荡电路改变以便调解转换器电路的输出，此时，每次振荡的收集极电压就发生变化，收集极电压的下降边也随之变化了。因此，根据转换器的振荡频率，输入到晶体管基极电流的时间也就不同。按照转换器的振荡频率，晶体管的开关损耗可能增加，从而，感应加热装置的加热功效可能受到破坏。
本发明的一个目的是提供一种改进了的感应加热设备，使用晶体管转换电路，其中，在晶体管转换电路中的开关时间保持常数，减少了晶体管的开关损耗，同时加强了感应加热装置的操作功效。
本发明的另一个目的是采用使晶体管转换器电路中的晶体管开关时间保持常数的方法，能够稳定地控制晶体管转换器电路的振荡。
按照本发明，提供了一种具有直流电源的感应加热设备，一个将直流电源的功率转换成高频功率的转换器装置和一个连接到转换器装置上的控制装置，用来控制转换器装置的工作。转换器装置中包括一个开关元件;一个与开关元件反向平行连接的二极管;一个与开关元件相连接的加热器线圈;以及一个与加热器线圈相连接的谐振电容器，该电容器与加热线圈共同构成谐振电路。控制装置的控制作用可以用比较开关元件端电压和开关元件端电压积分值的方法，根据比较的结果来实现控制开关元件的通导。
按照本发明，在采用晶体管转换器电路的感应加热设备中，无论晶体管转换器电路的振荡频率是否变化，晶体管转换器电路中晶体管开关时间都保持常数，同时减小了晶体管的开关损耗，还加强了感应加热设备的操作效率。
同样，按照本发明，由于晶体管转换器电路中采用晶体管开关时间保持常数，实现了能够稳定控制晶体管转换器电路的振荡。
在本发明的一种实施方案中，如果开关器件的两端电压变小，相应地它的积分电压也变小。换句话说，在这种情况下，被比较的两个电压都相应地同样改变，例如，振荡频率或开关器件两端的电压都如此。因此，甚至在转换器的振荡频率变得很高的情况下，当通过开关器件两端的电压变得足够小的时候，仍可接通开关器件。结果，在接通开关器件时，启动电流可以减到很小，这样可以减小开关损耗，以便提高效率。所以，根据本发明，可以得到能稳定控制其输出功率的感应加热设备，其中转换器的振荡频率范围较宽。
在先有技术中，采用低频交流电源供电且电源电压比较高的情况下，开关损耗变得很大。例如，当低频交流电源的电压是100伏，其峰值电压是141伏时，假设开关晶体管收集极电压的峰值是700伏，当低频交流电源电压为200伏，其峰值电压为282伏的情况下，则收集极电压的峰值变得高达1400伏。当低频交流电源的电压变大时，例如达到220伏或240伏的时候，则收集极的峰值电压就变得相当大了。目前，还从来没有过任何开关晶体管可以经受住这么大的电压。因此，开关晶体管的高峰值电压就降下来，例如，降到1200伏。结果，低频交流电源电压与收集极电压之间的相对比值就变了。另一方面，振荡电压的衰减因子是个常数，它不依赖于振荡电压的峰值。因此，在先有技术中，低频交流电源的电压越大，振荡开始的时间越早，也就是说，收集极电压下降，从而，流进开关晶体管的启动电流就变大。按照本发明，要比较的两个电压可以从同一点上测到，因此，要比较的两个电压可以在同一条件下做同样地减小。既使采用低频交流电源，仍可以不依赖于其电压如何，而减小其开关损耗。
在先有技术中，尤其在输出功率比较小的情况下，把交流电压迭加在直流电压上，由于加热线圈的缘故而停止了振荡。在先有技术中，把加热线圈放在要检测的直流电压端和要检测的开关晶体管收集极电压端之间。因此，收集极电压随着交流电压的变化而相应地变化，由于加热线圈的作用，二者之间有一个延迟时间，以此时间偏移来看，可以得到一个最佳负载条件。然而，在某种情况下，加热线圈的电感发生变化是由于负载变化引起的，也就是烹调锅的材料不同等等，尤其在振荡频率很高的情况下，此时输出功率很小，交流电压波形的底点和收集极电压波形的低点之间的相位变化大于比设计的超前，在该点上，转换器的振荡就停止了。在先有技术中，当负载偏离理想负载条件的情况下，保持稳定振荡下可变输出功率范围有时变得很小。按照本发明，通过开关器件两端的电压和它的积分电压可以从同一点上测知。因此，用加热线圈是没有影响的。因而，在要比较的两个电压之间不存在相位偏移。按照本发明，既使在直流电压上迭加交流电压时，都可以实现稳定控制或调解，一直到输出功率较小的情况下，也能如此。
根据较佳实施方案，当通过开关器件两端的电压变得低于它的积分电压之后，开关器件的接通具有一定的延迟时间，并且接通开关器件是在器件两端电压较小的情况下进行的，也就是电压接近于零的时候。因此，可以减小开关损耗。
根据另一个较佳实施方案，上面提到的延迟时间是相应于开关器件两端电压数值的变化而改变的。当端电压比较大时，延迟时间短，当端电压比较小时，延迟时间长。当电压数值很大时，跨过开关器件两端电压的下降边骤然下降，当电压数值小时，缓慢下降。因此，根据本较佳实施方案，用改变相应于端电压数值的延迟时间的方法，能可靠地将开关器件在器件端电压接近于零的情况下接通。因此，可以使开关损耗做到很小。
现简要说明附图图1是先有技术感应加热设备的图解;
图2是按照本发明一种实施方案的感应加热设备的图解;
图3是电压比较电路和电压检测电路的电路图;
图4是延迟电路和驱动电路的电路图;
图5表示延迟电路的工作特点;
图6表示延迟电路的另一例;
图7表示延迟电路中的信号波形;以及图8和图9表示图2所示的感应加热装置中的信号波形。
在详细说明较佳实施方案之前，参见图1先举一例说明先有技术中感应加热设备，在图1所示的设备中，来自低频交流电源3的交流电压用整流器电路4转换成直流电压。由整流器电路4输出的直流电压加到转换器电路1上，转换器电路1包括一个电容器17，跨接到整流器电路4的直流电压输入端。电容器17起着平稳电容器的作用。加热线圈12和开关晶体管11串联到平稳电容器17上，一个谐振电容器13和一个二极管15连接在开关晶体管11的收集极和发射极之间，同时，与开关晶体管11反向平行连接。谐振电容器13和加热线圈12构成一个L-C谐振电路。
为了控制开关晶体管11的接通和关断，设计了一个有五个端点271、272、273、274和275的控制电路2。来自整流器电路4的直流电压通过端点272和273输入到控制电路2。加热线圈12和开关晶体管11相串联的那点电压，也就是开关晶体管11的收集极电压，通过端点271输入到控制电路2，在控制电路2中从而比较了输入的这两个电压。根据比较的结果，就会向端点274和275输出一个用来接通或关断开关晶体管11的脉冲信号。要具体地讲，当来自端点271的收集极电压低于来自端点272的直流电压时，在控制电路2中由于延迟电路的作用延迟一定时间之后，就接通了开关晶体管11。
在图1所示的设备中，控制接通开关晶体管体11的时间是根据比较两个电压。因此，可以设想一种效应，可以维持稳定振荡，甚至在负载上有比较大的振荡时，也能实现稳定振荡。
按照本发明的一种实施方案，在图2中示出一种工业用加热设备。在转换电路1中，将一个扼流圈5连接在整流器电路4和平稳电容器17之间。将一个电流变压器61连接在低频交流电源3和整流器电路4之间。来自电流变压器61的输出电压用另一个整流器电路62转换成直流电压，并且通过端点263输入到控制电路2。电压变换装置63包括，例如设计一个可变电阻或类似物，它与整流器电路62联合使用，从而，其输出的直流电压幅度可以适当调解。
控制电路2进一步包括端点262、261、264和265。端点262接地或连接到一个参考电位上。端点261连接到加热器线圈12和开关器件11相串接的点上，通过端点261输入跨过开关器件11端点的电压。从而，控制开关器件11的接通或关断的开关信号就输出到端点264和265。
控制电路2通过端点261和262接收到开关器件11的端点电压，同时产生来自端点电压的积分电压，比较这两个电压，当开关器件11的端点电压变得低于它的积分电压之后，向端点264和265输出一个具有一定延迟时间的开关脉冲，这时接通开关器件11。
用做开关器件11的不仅有双极晶体管，还可用金属一氧化物半导体场效应晶体管，静态感应晶体管，门关断闸流管，或类似的其他器件。下面叙述的情况是NPN双极晶体管做为开关器件11。
在控制电路2中，控制电路2的两端点262和261都连接到电压检测电路23和电压比较电路22上。在电压检测电路23中，收集极电压幅度，也就是从端点261输入的开关晶体管11的收集极和发射极之间的电压，可以检测到。电压检测电路的输出加到延迟电路24上。电压比较电路22比较收集极电压，即比较通过端点261输入的开关晶体管11的收集极与发射极之间的电压和在电压比较电路22中由积分电路产生的积分电压。
图3表示电压比较电路22，包括两个分电电路221和223，接收通过端点261的开关晶体管11的收集极电压，分压电路221包括电阻221a和221b，串接在端点261和端点262之间;齐纳二极管221c并联到电阻221b上，用齐纳二极管221c防止分压电路221的输出电压变得大于某一定值。另一分压电路223包括电阻223a和223b，且串联在端点261和端点262之间，分压电路223的输出加到积分电路225上。
积分电路225包括电阻225a和电阻225b，两个电阻串联起来，以便再一次将来自分压电路223输出的电压进行分压。电容225c和电阻225b并联。齐纳二极管227连接到积分电路225的输出端。齐纳二极管227在通常状态下是一个保护器件，用来确保积分电压小于收集极电压。
分压电路221的输出端连接到比较器228的上部输入端(一)。积分电路225的输出端连接到比较器228的较低输入端(七)。因此，在电压比较电路22中，晶体管11从端点261得到的收集极电压和积分电压电路产生的收集极的积分电压进行比较。当加到上部输入端的收集极电压变得小于加到较低输入端的积分电压时，比较器228输出一个高电平信号。当上部输入端的电压大于较低输入端上的电压时，比较器228输出一个低电平信号，即零电压。从比较器228的输出端，即比较电路22的电压输入到延迟电路24上。
图4表示延迟电路24，包括电阻241，接收来自检测电路23的输出。该电阻241的一端连接到电压比较电路22中的比较器228的输出端。电压比较电路22的输出端连接到电容器242的一端上。电容器242的另一端通过电阻243接地，还通过电阻244连接到驱动电路25上。
电压检测电路23，包括电阻231和电阻232，串联在端点261和端点262之间，同样构成比较分压电路。电容233与电阻232并联。因此，在电压检测电路23的输出端得到一数值电压，该电压的大小相应于来自端点261的开关晶体11收集极电压的量值。电压检测电路的输出加到由电容242和电阻241组成的延迟电路24上。
比较器228是一个开放型的收集极，其输出端通过电阻247连接到电压检测电路23的输出端。因此，比较器228的输出电压与电压检测电路23的输出电压的变化相一致，即为开关晶体管11的收集极电压的量值。当收集极电压大，比较器228的输出电压也变大。因此，微分电容242的电压必迅速变化。这样，微分电压达到某一阈值的时间是短暂的。另一方面，当收集极电压相比较小时，微分电容242的微分电压达到值时的时间就比较长。达到值所需的时间差是由延迟电路24中的延迟时间差给定的。当来自端点261的收集极电压较大时，延迟电路24的晶体管(二极管逻辑)的延迟时间变成图5所示的td1，当收集极电压较小时，就变成如图5所示的td2(td2＞td1)。即延迟电路24的延迟时间的变化是依赖于从端点261输入的开关晶体管11收集极电压的量值。
延迟电路24可能用图6所示的电路实现。在图6，来自端点261的收集极电压输入到如图4所示那样的电压检测电路23上。另一方面，在电压比较电路22中，比较器228的输出由转换器2404转换，并加到积分电容2405上。然后，电容器2405的电压输送到比较器2406上部输入端，且电压检测电路23的输出电压输送到该比较器2406的较低输入端。比较器2406构成一种开放型收集极，如前面提到的比较器228一样。它的输出端通过电阻2401连接电压Vcc。电阻2401，电容2402，电阻2403和电阻2409构成如图4所示电路中的微分电路。因此，一个微分脉冲就被送到延迟电路24的输出端。
在图6所示的电路中，电压比较器228的输出表示在图7(1)积分电容器2405的电压变成如图7(2)所示。图7(3)表示电压检测电路23的输出电压，图7(4)表示电压比较器2406的输出。当开关晶体管11的收集极电压，即来自端点261的电压，相对比较大时，如图7(3)中实线所示，比较器2406在时间为t1时的输出上升，如图7(4)所示。相反，当电压检测电路23的输出相对比较小时，如图7(3)中所示，积分电容器2405的电压达到的值相对比较迟，因此，电压比较器2406在时间为t2时的输出上升，如图7(4)所示。所以，当电压检测电路23的输出电压，即收集极电压，相对比较大时，在图7(4)中t0和t1之间和时间差td1，成为其延迟时间。当收集极电压相对比较小时，在图7(4)中的t0和t2之间的时间差td2成为其延迟时间。
例如，在图2所示的设备中，当感应加热设备的输出功率大的时候，收集极电压变成700伏(峰-峰阻)。当输出功率小时，收集极电压变成300伏(峰-峰值)。因此，如以前所述的延迟电路24中的延迟时间可以从1微秒到3微秒，相应于与收集极电压的变化。
驱动电路的结构如图4所示。驱动电路25包括一个R-S双稳态多谐振荡器电路251。延迟电路24输出的微分脉冲通过转换器256输入到它的一个设位输入端S。电阻252和电容254串联在电压Vcc和参考电压之间。电容254的端电压输入到比较器253的较低输入端。来自整流器电路62的直流电压通过端点263输入到比较器253的上部输入端比较器253构成开放型收集极，如同前面叙述的比较器228那样，它的输出端通过电阻257连到电压Vcc上，且同时连到上述双稳态多谐振荡器251的另一复位输入端R上，双稳态多谐振荡器电路251的一个非转换输出端Q通过端点264连接到开关晶体管11的基极上。双稳态多谐振荡器电路251的转换输出端Q连接到晶体管255的基极上，该晶体管与电容254并联。
当延迟电路24给出一个微分脉冲时，双稳态多谐振荡器电路251设位，它的非转换输出端Q变成高电平。从而，向开关晶体管11的基极给一基极电流，开关晶体管11被接通在该开关晶体管11接通的期间内，电流从整流器电路4流入加热线圈12，因此，电流流过电流变压器61，在整流器电路62的输出端就有了电压。来自整流器电路62的输出电压通过端点263，在电路25中，输入到比较器253的上部输入端，当上部输入端的电压变得小于较低输入端电压时，即小于比较器254的端电压时，从比较器253输出低电平电压。因此，R-S双稳态多谐振荡器电路251复位，且它的非转换输出端Q变成低电平，转换输出端
Q变成高电平。
当R-S双稳态多谐振荡器251复位，且转换输出
Q变成高电平时，电流通过连接到输出端
Q上的晶体管255的基极流动，并接通这个晶体管255。因此，电容器254中存储的电荷通过晶体管255放电，电容器254的端电压变成零，电容器253的输出端从低电平变成高电平。所以，在R-S双稳态多谐振荡器电路251中，它的输出端保持为低电平信号，也就是开关晶体管11保持关断状态。
在开关晶体管11处于关断状态下，它的收集极电压逐渐下降，在适当时间后，变成小于开关晶体管11的积分电压。在收集极电压变得小于它的积分电压之后，如前所述，由于延迟电路24的作用，产生一定的时间延迟，从延迟电路24输出一微分脉冲，驱动电路25的双稳态多谐振荡器电路251再次设位。结果在开关晶体管11中的基板驱动电流通过端点264流动，开关晶体管11又再次被接通。从而，继续进行转换器1的振荡运行。
在图4所示的驱动电路中，由电流变压61和整流电路62产生的电压输入到驱动电路25的端点263。然而，该电压可能是根据开关晶体管11的收集电流Ic产生的电压。
当振荡频率从低变高时，参见图8来说明图2所示的感应加热器件的工作情况。
首先，设想一种状态，在该状态下转换器1由于加长了周期td振荡频率被降低。在该周期中，用控制电路2输入信号的方法，使开关晶体管11的基板电流Ib流动。在此状态下，开关晶体管11的收集极电流Ic和自动旋转二极管15的二极管电流Id变大。因此，图8(1)中的开关晶体管11的收集极电压Vc的幅度变大。当收集极电压幅度Vc变大时，收集极电压Vc的上升变快，如同图8(1)所示，同样，收集极电压Vc的积分电压INTG(Vc)，如图8(1)所示，也变大，该积分电压是在控制电路2的积分电路225中产生的。在每个振荡周期内，当收集极电压Vc变得大于它的积分电压INTG(Vc)时，从电压比较电路22输出一高电平信号。从电压比较电路22来的信号，由于延迟电路24的作用，如同图8(1)所示，延迟了一定的延迟时同T(DL)。在该延迟时间T(DL)之后，在驱动电路25中建立起双稳态多谐振荡器电路251，且接通开关晶体管11。此时，适当地选择延迟时间T(DL)，就可以使开关晶体管11接通的时间与收集极电压Vc变小的时间，即接近于零的时间一致。
在周期t(b)期间，如图8(4)所示，基极电流Ib的流动时间逐渐变短，且转换器1的振荡频率变高，开关晶体管11的收集极电流Ic，见图8(2)，和自由旋转二极管15的电流Id变小。因此，开关晶体管11的收集极电压幅度也变小。在收集极电压幅度变小的状态下，收集极电压Vc的上升变缓慢，如同图8(1)中所示，这时，需要比低振荡频率下有较长的时间，才能使收集极电压Vc再次接近于零。因此，正如先有技术中的那样，如果比较的电平保持固定不变的话，例如，保持为直流电源电压，开关晶体管11会在较早的时间接通，从而，会有大的起动电流流过开关晶体管11。然而，在本发明中，由于使用了收集极电压Vc的积分电压INTG(Vc)做为比较电压，在收集极电压Vc小的状态下，积分电压INTG(Vc)也小。因此，阈值也小。结果，收集极电压Vc变成低于积分电压INTG(Vc)时的时间，与先有技术中的比较，相应地被延迟了。结果，从电压比较电路22的输出，由于延迟电路24，而后延了一个延迟时间T(DL)，然后，开关晶体管11才被接通。这样一来，在图2所示的设备中，甚至在转换器1的振荡频率高的状态下，在时间为从驱动电路25开始对开关晶体管11输入基板电流Ib时起，收集极电压仍保持足够小的状态。从而，可以降低在开关晶体管11的收集电流Ic中产生的启动电流，如同图8(2)所示。
图2所示的设备，甚至当振荡频率改变时，对开关晶体管11开始输入基板电流Ib的时间，也就是使开关晶体管再次导电的时间，可以选择一个适当时间，也就是收集极电压Vc接近于零的状态，以便可以使由于启动电流造成的开关损耗减小。
当使用图4或图6所示的延迟电路时，它的延迟时间T(DL)的变化响应开关晶体管11的收集极电压Vc数值的变化，延迟时间的变化响应谐振周期的变化，该谐振周期的变化是根据电烹调设备的情况而定。从而，延迟时间T(DL)是相应于加热线圈12和谐振电容13的谐振频率的变化而改变的，不同类型的电烹调设备有不同的谐振频率。所以，在收集极电压Vc比较大的状态下，即收集极电压Vc下降较陡的情况下，延迟时间T(DL)相对较短，当收集极电压变小，它的下降变缓慢，由延迟电路24形成的延迟时间T(DL)变长。因此，在收集极电压Vc变得小于它的积分电压INTG(Vc)之后，双稳态多谐振荡器电路251具有较长的延迟时间。所以，用延迟电路24相应于收集电压Vc数值所形成的不同的延迟时间的方法，可以使开关晶体管11更稳定地进行定时接通。
由于要彼此进行比较的两个电压是收集极电压Vc和它的积分电压INTG(Vc)，本发明也可以在输入电容17的电容量很小的情况下，更好地加以运用，且收集极电压Vc用低频交流电源3来调制。也就是用交流电压调制收集极电压Vc时，收集极电压Vc的积分电压INTG(Vc)也同样和收集极电压的变化一致，见图9所示。结果，收集极电压Vc近似于零点的部分，经常是在低频交流电源3的底部附近产生，并且在零电压附近输入基板电流Ib。同样，由于积分电压INTG(Vc)是从做为参考电压的收集板电压产生的，当比较电压V和电压INTG(Vc)时，二者的相位是一致的，因此，与前面引用的先有技术中的不一样，此处，在减小输出功率的状态下，并不存在停止转换器振荡时出现的麻烦，而且在很宽的可变输出范围内，以连续地进行稳定振荡。
权利要求
1.一种感应加热设备具有直流电源；转换器装置。把上述直流电源的功率转变成高频功率；以及控制装置，将其连接到上述转换器装置上，控制上述转换器的工作；上述转换器装置包括一个开关元件；一个反向平行连接到上述开关元件的二极管；一个串联到上述开关元件的加热线圈；以及一个连接到上述加热线圈的谐振电容。与上述加热线圈相结合，形成一个谐振电路；用上述控制装置实现的控制是用比较上述开关元件的端电压和上述开关元件端电压积分值的方法，且根据上面比较的结果，控制开关元件的通导。
2.根据权利要求
1的设备，其中控制上述开关元件通导的方法是检测上述开关元件的端电压变成小于开关元件端电压积分值的时间，根据上面对时间的检测，对开关元件的通导进行控制。
3.根据权利要求
2的设备，其中实现上述对开关元件的通导进行控制的方法是当检测到开关元件端电压变得低于开关元件端电压之积分值的时间之后，经过一延迟时间，使上述开关元件通导的。
4.根据权利要求
3的设备，其中上述延迟时间的变化是根据上述开关元件端电压变化的。
专利摘要
一种感应加热设备包括一个用直流电源驱动的转换器。转换器包括一个加热线圈和一个与加热线圈相串联的开关晶体管。开关晶体管的通断是用控制电路控制流过加热线圈的电流。控制电路在加热线圈和开关晶体管的连点上，经端点得到开关晶体管收集极电压。控制电路产生收集极电压的积分电压，并比较这两个电压。当前者低于后者，经一定延时后，控制电路输出一开关信号，接通开关晶体管。该延迟时间的变化很好地响应收集极电压数值的变化。
文档编号H05B6/04GK85104518SQ85104518
公开日1987年2月4日 申请日期1985年6月13日
发明者奥田忠男 申请人:三洋电机株式会社导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan