Δσ调制器的制造方法
【技术领域】
[0001] 该申请基于并且要求于2013年12月17日提交的日本专利申请No. 2013-259876 的优先权，通过参考将其公开整个引入到该里。
【背景技术】
[000引A2调制器广泛地用在模数转换器（ADC)和数模转换器值AC)中。在该说明书 中，将使用A2调制的ADC和使用A2调制的DAC分别称为A2ADC和A2DAC。可W将 AS调制器称作2A调制器。A2调制器可W通过过采样使量化误差（或量化噪声）功 率扩散到过采样频率化sr。A2调制器由于其噪声整形特性还可W使量化噪声移动到更 高的频率域，从而抑制了感兴趣的频带（典型地，比巧奎斯特（Nyquist)频率更低的频带） 中的量化噪声。
[000引然而，已知的是连续时间的A2调制器和连续时间的A2DAC具有低时钟抖动容 限。该是因为A2调制器的噪声传递函数（NT巧在过采样频率化sr的一半处（即化sr/2) 具有峰值。因为由于时钟抖动所引起的干扰而使带外量化噪声（尤其是在化sr/2附近的 量化噪声）折回到感兴趣的频带之中，因此A2调制器的噪声特性劣化了。
[0004] Hezar等人，"A110地SNRand0. 5mWCurrent-SteeringAudioDAC Implementedin45nmCMOS"，Solid-StateCircuitsConferenceDigestofTechnical Papers(ISSCC)，20101 邸EInternational,第 304-305 页，2010年 2 月 7-11 日（W下简称 "hezar等人"）W及由Hezar等人提出的题为"化scadedDACArchitec1:urewithPulse Wi化hModulation"的U.S.专利申请公开No. 2011/0043398 (W下简称"U.S.专利申请公 开No. 2011/0043398")公开了包括禪合到A2调制器（即噪声整形电路）的输出的模拟 有限脉冲响应（AFIR)滤波器DAC的ASDAC(参见化zar等人的图16. 7. 2和16. 7. 3W及 U.S.专利申请公开No. 2011/0043398的图6、7、9)。AFIR滤波器DAC具有AFIR滤波器，并 且该AFIR滤波器的每个抽头包括多位或1位的DAC。典型地，设置在每个抽头上的DAC是 电流驼型DAC。对多个DAC的模拟输出求和W形成模拟输出信号。也就是说，在化zar等 人和U.S.专利申请公开No. 2011/0043398中所公开的DAC被配置为计算AFIR滤波器DAC 中的A2调制器的输出的移动和。该配置可W抑制带外量化噪声（参见U.S.专利申请公 开No. 2011/0043398的段落0030和0031W及图6)。因此，可W降低当由于时钟抖动所引 起的干扰而造成带外量化噪声折回到感兴趣的频带之中时所引起的噪声特性的劣化。
[0005] 如上所述，在化zar等人W及专利申请公开No. 2011/0043398中所公开的ASDAC 被配置为计算禪合到A2调制器的输出的AFIR滤波器DAC中的A2调制器的输出的移 动和。该配置要求DAC的数目与AFIR滤波器的抽头数目相同。然而，设置多个DAC不利地 增大了电路大小。对于A2DAC，它可W计算数字域而不是模拟域中的A2调制器的输出 的移动和。然而，移动和的数字计算是指数位相加，并且因此在计算移动和之后数字信号的 位数增大了。该使包括DAC的模拟电路的设备数目增大了。此外，可能需要动态元件匹配 值EM)电路W用于对模拟电路的不匹配进行校正。在该种情况下，可能需要额外的逻辑电 路。
[0006] 对于AZADC，可w在数字域中计算A2调制器的输出的移动和。典型地，在A2 调制器的反馈路径上设置一个DACW对量化器的输出信号进行反馈。如果A2ADC采用将 A2调制器的输出的移动和反馈到A2调制器中的积分器的输入的配置，那么必须在反 馈路径上设置多个DAC。该使电路大小增大了。
[0007] 另一方面，如果A2ADC采用将在计算移动和之前的量化器的输出反馈到积分器 的输入的配置，那么不会发生由于在反馈路径上设置多个反馈DAC而使电路大小任何增 大。然而，该配置不能对从量化器的输出反馈到积分器的输入的量化噪声进行滤波。为此， 该配置不能足够地抑制当带外量化噪声折回到感兴趣的频带时所造成的噪声特性的劣化。
【发明内容】
[000引从W上描述可清楚的是，如在Hezar等人W及U.S.专利申请公开No. 2011/0043398中所公开的、计算A2调制器的输出的移动和的配置具有第一问题：与 不计算移动和的配置相比，该配置需要更多DAC，并且因而该可能使ASDAC和ASADC的 电路大小增大了。该配置还具有它不能足够地降低A2ADC中的噪声特性的劣化的第二问 题。
[0009] 在下文中，对可W有助于解决包括上述第一和第二问题的多个问题中的至少一个 的多个实施例进行描述。从对本说明书和附图的描述将显而易见地得知其它问题和新颖特 征。
[0010] 在一个实施例中，A2调制器被配置为将量化器的输出信号反馈到积分器的输 入，并且还将用于表示由量化器引起的量化误差的导数的微分误差信号反馈到积分器的输 入。
[0011] 在另一实施例中，A2调制器具有W下特征。也就是说，在通过绘制作为频率函 数的量化块的输出信号而获得的特征曲线中，在过采样频率fosr的一半（即fosr/2)处的 量化误差分量的值小于比化sr/2要低的频带之内的量化误差分量的最大值（即0或者更 大并小于fosr/2)。
[0012] 上述实施例可W有助于解决上述问题中的至少一个。
[0013] 附图描述
[0014] 结合附图从下面对某些实施例的描述将显而易见地得知上述及其它方面、优点、 W及特征，在附图中：
[0015] 图1是示出了根据第一实施例的A2调制器的示例性配置的示意图；
[0016] 图2是示出了根据第一实施例的A2调制器的示例性配置的示意图；
[0017] 图3是示出了根据第二实施例的A2调制器的示例性配置的示意图；
[001引图4A是示出了AS调制器的噪声整形特性的示意图；
[0019] 图4B是示出了由根据第二实施例的A2调制器所生成的低通滤波量化噪声的作 用的示意图；
[0020] 图5是根据第S实施例的ASDAC的示例性配置的示意图；
[002U 图6是示出了根据第四实施例的用于ASADC的AS调制器的示例性配置的示 意图；
[002引图7是示出了根据第五实施例的ASADC的示例性配置的示意图；
[0023] 图8是示出了根据第六实施例的A 2调制器的示例性配置的示意图；
[0024] 图9是示出了根据比较示例的A 2调制器的示例性配置的示意图；
[002引图10A是示出了A2调制器的噪声整形特性的示意图拟及
[0026] 图10B是示出了通过计算A 2调制器的输出信号的移动和所获得的低通滤波量 化噪声的作用的示意图。
【具体实施方式】
[0027] 现在参考附图对具体实施例进行详细地描述。在整个附图中对相同或相应部件或 元件给出相同参考符号，并且根据需要将省略其重复的描述W使该描述更清晰易懂。
[00測 比较示例
[0029] 首先，将对根据比较示例的A2调制器进行描述。图9示出了根据比较示例的 AS调制器9的示例性配置。积分器903、量化器904、W及反馈路径906形成了基本的一 阶A2调制器。反馈路径906将量化器904的输出信号905提供给积分器903的输入。积 分器903对通过从输入信号901减去量化器904的输出信号905所获得的信号进行积分。 在图9的示例性配置中，加法器902从输入信号901减去输出信号905。移动和块907计算 量化器904的输出信号的移动和（即一阶A2调制的输出信号）。可W通过数字信号处理 器值SP)、微处理器等等在数字域中计算移动和。替代地，可W通过在化zar等或者U.S.专 利申请公开No. 2011/0043398中所描述的AFIR滤波器DAC来在模拟域中计算移动和。
[0030] 还熟知的是，由下面的公式（1)来表示量化器904的输入信号901佩与输出信号 905 (Y)之间的关系：
[003U Y = X+a-Z-i)q (1)
[0032] 其中q表示由量化器904所引起的量化误差（或量化噪声）。也就是说，通过在Z 变换表达式中被表示为（1-Z^i)的一阶高通滤波器因数来对量化误差q进行噪声整形。
[0033] 另一方面，由下面的公式似来表不移动和块907的输入信号901狂）与输出信号 908 (W)之间的关系。
[0034] W= (l+Z-i)X+(l+Z-i) (1-Z_i)q (2)
[0035] 由于移动和的作用，通过在Z变换表达式中被表示为（l+Z^)的一阶低通滤波器因 数来对量化误差q进行滤波。其结果是，在过采样频率化sr的一半处（即化sr/2)量化误 差q变为零。
[0036] 通过作为频率的函数来绘制通过一阶A2调制而已经被噪声整形的量化误差 (或量化噪声），可W获得图10A所示的实线1002。也就是说，实线1002表示包括在量化 器904的输出信号905 (Y)之中的量化噪声（即在Z变换表达式中的（1-Z^q)。另一方面， 图10A所示的交替的长短虚线1001表示通过移动和块907所获得的一阶低通滤波器函数 (l+Z^)。图10A所示的虚线1003表示提供给AS调制器9的输入信号901狂）的频谱。
[0037] 图10B表示AS调制器9的输出信号908 (W)的频谱。输出信号908 (W)包括输 入信号分量和量化误差（或量化噪声）分量。通过作为频率的函数绘制下述量化噪声分量 可W获得图10B所示的实线1004,该量化噪声分量已进一步施加了通过移动和块907所生 成的低通滤波器作用（即（1+Z^)。也就是说，实线1004表示包括在移动和块907的输出 信号908 (W)之中的量化噪声分量。图lOB所示的虚线1005表示包括在A2调制器9的 输出信号908(W)(换句话说，移动和块907的输出信号）之中的输入信号分量的频谱。从 图10B可W清楚的是，计算量化器904的输出信号905 (巧的移动和允许降低带外量化噪声 (尤其是在化sr/2附近的量化噪声）。具体地说，在图10B中，在过采样频率化sr-半（即 fosr/2)处的量化噪声分量的值小于比化sr/2要低的频带之内的量化噪声分量的最大值 (即0或者更大并且小于化sr/2)。更具体地说，理想的是在图10B中在化sr/2处的量化 噪声分量的值是零。然而，当实际上使用或评估A2调制器9时，由于诸如由评估系统或 外围设备所引起的外部噪声或者由巧片上的其它1C所引起的操作噪声的作用，在化sr/2 的量化噪声分量的值未必变为零。然而