配置为将模拟输入信号转换为数字输出信号的频率选择性电路的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种被配置为将模拟输入信号转换为数字输出信号的频率选择性电 路，包括模数转换器、数模转换器和模拟滤波器。
[0002] 做出本发明的工作已经在授权协议n° 248277. 12下收到了欧洲原子能共同体第 七框架计划（FP7/2007-2013)的资助。
【背景技术】
[0003] 在射频或无线通信系统中，射频（RF)接收机是基本构建模块。零中频和低中频接 收机（RX)架构主导现在的低成本无线接收机市场。对于这种接收机，通过RX混频器将想 要的信号下变频为DC或接近DC。在该混频器之前，所提供的唯一频率选择性（分别对于频 分复用FDD或时分复用TDD系统）通常是经由双工器或RX(表面声波，SAW)滤波器的频带 选择性。在RX频带中，来自终端自身的发射机（TX)的相邻信道信号和泄漏可能比想要的 信号强得多。
[0004] 通常通过跟在RX混频器之后的信道选择滤波器（CSF)来抑制这些信道外 (off-channel)信号。取决于CSF，所有电路必须支持在LNA输入处呈现的想要的信号和所 有信道外信号的全动态范围（DR)，包括适合的信号检测所需噪声和干扰基底（floor)的足 够余量。对于低噪声放大器（LNA)，该基底由它的输入信号的热噪声确定，并且最大信号受 电源电压和它的偏置电流限制。对于后续级，增加了信号功率，并且由于功耗的原因，这意 味着在电源电压对于全部电路（大致）相同时施加加强动态范围上限的某一电压增益（例 如 30dB)。
[0005] 为了放宽后面的级中的动态范围需要，应用信道选择滤波，并且理想情况下（采 用矩形滤波器）这将导致在CSF之后，仅想要的信号挑战动态范围的上限。现在的接收机通 常将CSF实现为混频器输出（之后跟随有源阶梯（activeladder))处的无源极点（passive pole)，或导致信道外信号的有限衰减的双二阶型低通滤波器。为了保持热噪声较低，滤波 器电容器必须相对较大（电容器C上的可用热噪声\是-AT/('*其中k是玻尔兹曼常 数，并且T是绝对温度），并且滤波器电容器显著增加了电路面积并因此增加了成本。因为 需要高偏置电流来驱动这些电容器而不生成过度失真（这导致互调噪声），所以这些电容 器也增加了功耗。在多标准（例如GSM、WCDMA和LTE)接收机中，必须针对每种模式，或者 通过移动滤波器极点或者通过在固定频率滤波器之间切换来对CSF响应进行优化，否则相 邻信道抑制将仅对于具有最宽带宽的模式有效。
[0006] 在CSF之后，在模数转换器（ADC)中对得到的信号数字化。由于模拟CSF具有有 限的信道外抑制，出于组件容限和信号完整性的原因，将通过强信道外信号或TX泄漏来设 置来自CSF的信号的最大电平。因此，ADC必须具有比单独的想要的信号所需动态范围更 高的动态范围。实践中，这是通过令想要的信号处于低于ADC限幅电平来实现的（可能除 了当想要的信号正接近它的最大信号电平的情况，在这种情况下，想要的信号至少与信道 外一样强，并且不需要额外的动态范围余量）。该额外动态范围增加了ADC的复杂度、大小 和功耗。该限幅点接近压缩点（对于输入和输出参考（input-andoutput-referred)压缩 分别是CPjPCPj，这是一种测量最大信号电平的更便捷的方式。CPJCPJ被定义为增益从 其小信号值下降ldB的输入（输出）信号电平。
[0007] 想要的信号的ADC噪声基底（即信道上噪声基底）通常类似于或低于CSF输出处 的相应噪声基底。通常可以忽略ADC信道外噪声，原因在于ADC信道外噪声通常不限制设 计，并且有利地，能够通过后续数字滤波器滤除。
[0008] -种非常常用的拓扑是A-EADC。在这种拓扑中，通过量化器之前的滤波器（例 如一组积分器）馈送输入信号。量化器输出被路由至数模转换器（DAC)，从ADC输入处的输 入信号中减去该DAC的输出，由此形成反馈环路。
[0009] 为了增加RX的集成度，希望组合ADC和信道选择滤波器，使（一些）滤波器积分 器也可以为抑制ADC噪声做贡献。此外，对于多标准接收机，希望将大多数选择性移至数字 域中，在数字域中能够实现灵活和更紧凑的滤波器响应，并且具有随频率偏移量增加的压 缩点的ADC将实现数字域内的更多滤波。因此，低信道上噪声基底和高信道外压缩点是ADC 的期望特征。
[0010] 在W0 2012/073117中已经提议可以通过使ADC成为CSF的一部分，来降低ADC的 噪声贡献。它们提议通过ADC-DAC级联来替换低通Rauch滤波器中的反馈电阻器。通过用 合适的传输增益来将ADC符号馈送至反馈DAC，替代反馈电阻器，保留了除现在在滤波器反 馈环路内出现ADC噪声以及滤波器积分器增益帮助抑制该噪声的事实以外的滤波器行为。 噪声成形现在在原点处具有零点，导致改进依赖于（归一化的）滤波器带宽。因此，宽CSF 的输入参考噪声与在信道带宽处具有截止的CSF相比，包含更少的ADC噪声。因此，为了充 分利用ADC噪声抑制，CSF带宽需要很宽，导致针对相邻信道的弱衰减。
[0011] 总之，该文献的电路已经用ADC-DAC级联替代了Rauch低通CSF中的电阻器，并实 现了滤波ADC。该合并的CSF和ADC在ADC噪声成形中产生了附加的单个零点，减小了输入 参考信道上ADC噪声贡献。该模数转换器可以是例如A-E转换器。在该文献中，已经示 出了可以通过增加ADC自身中的A-E调制器的阶数来实现更高阶噪声成形。然而，这等 价于改进独立的ADC并且没有从CSF中获取任何益处。向A-E调制器添加的任一积分器 不对CSF做出贡献，并且因此将只增加了电路面积（成本）、功耗并加重了任一ADC调制器 的稳定性问题。
[0012] 尽管W0 2012/073117说明了有用的改进，但是CSF提供的附加的噪声成形仅是一 阶的，并且存在与CSF和信号带宽的冲突，因此需要进一步的改进。
【发明内容】
[0013] 因此，本发明实施例的目的是提供频率选择性电路，在该频率选择性电路中由CSF执行的ADC噪声的成形可以被扩展为二阶或更高阶。
[0014] 根据本发明的实施例，通过以下来实现该目的：一种频率选择性电路，被配置为将 模拟输入信号转换为数字输出信号，包括：模数转换器，被配置为基于模数转换器的模拟输 入信号来生成所述频率选择性电路的数字输出信号；数模转换器，被布置为基于模数转换 器生成的所述数字输出信号来生成模拟反馈信号；以及模拟滤波器，被布置为基于数模转 换器生成的模拟反馈信号和频率选择性电路的模拟输入信号来生成模数转换器的模拟输 入信号。该目的在以下情况下实现：所述模拟滤波器包括串联的至少两个积分器，每个积分 器具有包括模数转换器与数模转换器级联的反馈路径，使得所述频率选择性电路的总噪声 传递函数除模数转换器的噪声传递函数中的零点之外还具有至少两个零点。
[0015] 当模拟滤波器包括串联的两个或更多个积分器并且每个积分器具有包括模数转 换器与数模转换器级联的反馈路径时，频率选择性电路的总噪声传递函数中的至少两个附 加的零点将会把CSF执行的ADC噪声的成形扩展为二阶或更高阶，这将由于噪声成形的斜 率陡峭得多而缓解信道与CSF带宽之间的冲突。
[0016] 在一个实施例中，模拟滤波器的每个积分器提供低通滤波函数，所述低通滤波函 数具有与频率选择性电路的模拟输入信号的所选频带相对应的截止频率。模数转换器可以 被配置为以显著高于模拟滤波器的积分器的截止频率的采样速率生成所述数字输出信号。 当模拟滤波器的信号传递函数的截止频率远小于模数转换器的采样速率时，使在接收滤波 器通带以外的强信号时，电路能够在不经历压缩的情况下在模拟滤波器中具有比1大的通 带增益。
[0017] 当模拟滤波器具有大于单位1的增益时，放宽了对于反馈路径中的数模转换器的 噪声、时钟抖动和线性要求。这使得与不具有滤波和增益的电路相比，更容易实现大的动态 范围。
[0018] 在一个实施例中，模拟滤波器的每个积分器具有包括数模转换器的单独的反馈路 径，所述数模转换器被布置为生成该积分器的输入的模拟反馈信号。用这种方式，量化噪声 将经受二阶或更高阶的噪声成形。
[0019] 该电路可以被配置为在所述模拟滤波器的通带中具有基本上平坦的信号传递函 数，其允许更精确的滤波器响应。
[0020] 在一个实施例中，模拟滤波器的每个积分器包括运算放大器、在运算放大器的输 入和输出之间耦合的电容器以及与所述运算放大器的所述输入耦合的输入电阻器。这是RC 积分器。备选地，可以使用跨导体-C(Gm-C)类型的积分器或提供类似积分器属性的其他合 适的有源电路来实现模拟滤波器电路。
[0021] 在一个实施例中，该电路还包括电阻器，所述电阻器被布置为环绕所述模拟滤波 器的两个积分器形成谐振器环路。这使在滤波电路的通带中最佳地分布噪声传递函数的零 点成为可能，从而改善来自模拟滤波器的噪声成形，并进一步放宽模数转换器的噪声要求。
[0022] 在一个实施例中，模数转换器可以是量化器。备选地，模数转换器可以是A-E转 换器。A-E转换器可以是一阶或更高阶的A-E转换器。在A-E转换器的情况下，所述 模数转换器可以具有离散时间环路滤波器或连续时间环路滤波器。
[0023] 当模数转换器是A-E转换器时，模数转换器还可以包括积分器与前馈补偿