的源极连接，PM0S管M49的 漏极分别与PM0S管M52的漏极、PM0S管M53的漏极连接，PM0S管M53的源极接地，PM0S管 M52的源极与PM0S管M51的漏极连接，PM0S管M51的源极与PM0S管M50的漏极连接，PM0S 管M50的源极接电源AVDD，PM0S管M50的栅极分别与PM0S管M42的栅极、PM0S管M51的 栅极、PM0S管M52的栅极连接，PM0S管M58的源极接电源AVDD，PM0S管M58的漏极分别与 PM0S管M58的栅极、PM0S管M59的源极连接，PM0S管M59的漏极分别与PM0S管M59的栅 极、PM0S管M52的漏极、NMOS管M53的栅极、NMOS管M54的栅极连接，NMOS管M54的源极接 地，NMOS管M54的漏极分别与PM0S管M56的漏极、PM0S管M56的栅极连接，PM0S管M56的 源极分别与PM0S管M57的栅极、PM0S管M57的漏极连接，PM0S管M57的源极接电源AVDD， 且PM0S管M57的栅极与NMOS管M21的栅极连接，PM0S管M56的栅极与PM0S管M24的栅极 连接，NMOS管M54的漏极与NMOS管M55的栅极连接，NMOS管M55的源极接地，NMOS管M55 的漏极分别与PM0S管M60的漏极、PM0S管M60的栅极、PM0S管M61的栅极连接，PM0S管 M60的源极接电源AVDD，PM0S管M61的源极接电源AVDD，PM0S管M61的漏极分别与NMOS管 M62的漏极、NMOS管M62的栅极连接，NMOS管M62的源极分别与NMOS管M63的栅极、NMOS 管M63的漏极连接，且同时接NMOS管M22的栅极，NMOS管M63的源极接地。
[0011] 由于采用了上述技术方案，本发明具有如下的优点：
[0012] 本发明针对传统音频功率放大器功耗大，难以实现S0C集成化和现代便携式移动 智能设备对音频功放芯片提出的高稳定性，低功耗的要求，创造性地提出了动态跨导补偿 方法。该方法能够降低小信号下的功放功耗，自动调节极点为第二级放大器提供动态跨导 补偿，通过这种方式，功放工作在小信号下的带宽可以得到显著地扩展而不增加额外功耗。
【附图说明】
[0013] 为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进 一步的详细描述，其中：
[0014] 图1为传统的具有网状密勒补偿的三级放大器；
[0015] 图2为极点和第三级增益之间的关系；
[0016] 图3中，（A)是增益因子A和第三级增益；(B)是极点和第三级增益之间的关系；
[0017] 图4为class-AB驱动运放的晶体管级示意图；
[0018] 图5为具有动态调节功能的第二级放大器的小信号模型；
[0019] 图6为电流检测电路的晶体管级不意图。
【具体实施方式】
[0020] 以下将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述；应当理解，优选实施例 仅为了说明本发明，而不是为了限制本发明的保护范围。
[0021] -个标准的带有密勒补偿的三级放大器结构如图1。假设每一级的跨导为"gnil"， 密勒补偿电容分别为Cml，Cm2,那么整个放大器的开环增益可以近似表示为表达式（1)
[0022]
[0023]
[0024]
[0025]
[0026] 这里"A0"为直流增益，"pi"为主极点。表达式（1)中包含另外两个高频极点 "p2" "p3"和两个零点。零点来自于两个负反馈的密勒补偿。因为s项和s~2项都带有负 号，所以右半平面的零点比左半平面频率更低。因为便携式音频功放通常不会有很大的输 出功率，低频零点可能在带宽以内或者接近，通常会引入调节电阻去调节零点位置。
[0027] 除了零点，密勒效应所产生的极点同样需要保持稳定。然而，由于输出级从静态变 为较大的动态变化使得三级跨导有明显的变化。由于gm3的变化，输出级的增益也会从一个 小于OdB的值变化到一个极大值，同时也会让密勒效应产生的极点位置发生很大改变。当 输出驱动电流较大时，gm3RL?l，此时p2 =gm2/Cm2，p3 =gm3/CL，一个较大的gm3可以很容 易分离两个极点。然而当gm3RL〈〈l时，p2,p3近似为表达式（2)
[0028] P2=gn2gn3RL/Cn2 (2)
[0029] p3= 1/(RlCl)
[0030] 这将导致当输出级工作在0电流条件时，第三级跨导gm3。可以让密勒效应失效。 极点p2，p3的位置变化可以用图2来说明。当gm3RL〈l时，第三级增益gn〇\-个很小的值 向上开始变化，gm3。是输出级负载电流为0时的跨导，p2在达到饱和之前慢慢增加。而p3 固定不变直到gm3RL>l。当gm3RL>l之后，p2达到饱和而p3开始向高频变化。可以明确的 是gm3 是一个极小的值因为该条件下输出级的静态尾电流远小于动态电流。因此P2如表 达式（3)，将位于一个很低的频率点，这将限制整个系统的带宽。表达式中W17,W19,L17， L19分别代表M17和M19的沟道宽长。在静态条件下增加环路带宽的唯一办法是增大gm2 和gm3。，但是要增加第二级和输出级的静态功耗来维持电路的稳定性。
[0031]
[0032] 整个运放的带宽的极限值是在零输出状态（输出电流或gm3成为零）的条件下测 得。假设在零输出状态时，极点P2频率相对于传统的设计可以增加，那么整个运放的带宽 和稳定性就可以得到改善。因此本发明提出了一个动态调节增益补偿技术，以提高极点p2 的频率。为了清楚地描述所提出的方案，本发明引入一个归一化增益补偿因子A，而且在方 程1中gm2应该改写成Agm2,A可以被看作是功放中第三级的跨导gm3的函数。当gm3RL很 小时的A值被设计成比gm3RL远大于1时的A值大很多，这在图3 (A)中的传递曲线可以看 出。有了补偿因子A的引入，在图3(B)中可以发现，极点p2和p3的频率大小可以随gm3RL 的改变而转移。相比于传统的AB类功率放大器，本发明可以有效扩宽运放的带宽而且并不 用大幅提高功率消耗。主极点pl的频率和Agnv^gm3的乘积成反比。由于A.gmjP81113成 反比，所以P1的频率对信号幅度依赖较小。可以看出，相位裕度最差的情况发生在零输出 时。因此，该方案不会导致相位裕度恶化。
[0033] 图4展示了基于动态调节增益补偿技术而提出的Class-AB驱动运放简化后的晶 体管级示意图，一种低功耗动态跨导补偿Class-AB音频功率放大器，包括套筒式输入级 stagel、电流折叠式第二级stage2和推挽式Class-AB第三级stage3,所述套筒式输入级的 输出端通过电容Cml与推挽式Class-AB第三级的输出端连接，所述电流折叠式第二级的输 出端通过补偿电容与推挽式Class-AB第三级的输出端连接；所述电流折叠式第二级包括 电流检测电路，所述电流检测电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端、第二输出端 和第三输出端，所述第一输出端和第二输出端的电流根据第一输入端、第二输入端的电流 改变。
[0034] 所述套筒式输入级包括PM0S管Ml、PM0S管M2、PM0S管M34,NM0S管M3~NM0S 管M6,为了说明简要，对以下NM0S管M3、PM0S管Ml及其他的晶体管都采用M3、Ml进行说 明以及在本发明中，所述M0S管的栅极所接的信号，如：VIP、VIN、Vbncas、Vbpcas、Vbp、Vbn、 Vprt等都是来自外部的控制信号。
[0035] 所述M34的源极接电源AVDD，M34漏极分别与Ml的源极、M2的源极连接，所述M34 的栅极接控制信号VbP，Ml的漏极与M5的漏极连接，Ml的栅极接控制信号VIP，M2的栅极 接控制信号VIN，M2的漏极与M6的漏极连接，M5的栅极与M6的栅极连接，M5的源极与M3 的漏极连接，M6的源极与M4的漏极连接，M3的栅极与M4的栅极分别接控制信号Vbn，M3的 源极与M4的源极分别接地。
[0036] 所述电流折叠式第二级包括PM0S管M9~PM0S管M14、PM0S管M24、PM0S管M26、 PM0S管M28、PM0S管M32、PM0S管M33,NM0S管M7、NM0S管M8、NM0S管M15、NM0S管M16、 NM0S管M21 ~NM0S管M23、NM0S管 25、NM0S管M29、NM0S管M30、NM0S管M31，还包括电流 检测电路、第一运放和第二运放；
[0037] 所述M9的源极与M10的源极接电源分别接电源AVDD，M9的栅极与M34的栅极连 接，M9的漏极与M32的源极连接，M10的漏极与M33的