本机振荡器泄漏和边带图像校准系统及方法

专利名称：本机振荡器泄漏和边带图像校准系统及方法
技术领域：
本发明一般涉及无线通信领域。更具体地说，本发明涉及用于无线通信系统、更确切地说是用于RF发射机的本机振荡器泄漏和边带图像校准。
背景技术：
近来，对于无线通信系统(例如对于无线局域网(LAN)、家用无线控制系统和无线多媒体中心)的需求显著地增长。随着这种需求的增长，也伴随着对更多带宽、功能更强且更便宜的芯片系统的兴趣的增长。例如，由802.11b标准提供的最大11Mb/s带宽无法满足大多数用户的要求。而最好使用较高带宽的芯片，例如由802.11g或11a标准提供的54Mb/s芯片。为了在此带宽中以仅仅20MHz宽信道发送，需要采用更先进的调制方法。在802.11a/g标准广域网LAN(WLAN)系统中，数据是用二相相移键控(BPSK)、或四相相移键控(QPSK)、或16-级或64-级正交调幅(16-元QAM或64-元QAM)调制的，并且还用52个副载波映射到正交频分复用(OFDM)信号中。
为了利用高带宽，基于OFDM的无线系统和带有复杂调制技术的无线电波系统提出重大的实现难题，要求低带内相位噪声、高线性度和RF收发信机芯片的精确匹配。在这些难题之中，匹配是最复杂的问题，因为它是由器件失配引起的。而且，对于芯片失配的要求通常也是很严格的。例如，对于带有3dB实现余量的WLAN系统中的54Mb/s模式，为了满足发射机误差矢量幅度(EVM)规范，EVM是表明数字调制信号的质量的参数，系统模拟证明，要求小于1.5°/0.2dB的I/Q失配。同样，由失配引起的发射机本机振荡器泄漏被强制作为不想要的信号，因而应该尽可能地小，以便减小任何干扰和噪声问题。
RF发射机执行基带信号调制、上变频和功率放大。与各种实现RF接收机的方法相比，当前只有少数体系结构可用于发射机实现。这是因为在无线通信系统中，噪声、干扰抗拒和波段选择对于发射机比对于接收机更放松。
如果发射的载波频率等于本机振荡器(LO)频率，这样的体系结构称作“直接变频”体系结构。如对应于直接变频发射机体系结构的图1所示，信号调制和上变频出现在同一电路中，因而该同一电路对应于混频器110和本机振荡器120。混频器110接收来自LO 120的LO信号，并将LO信号与基带滤波器105输出的基带信号混频。混频器110的输出提供给功率放大器140，功率放大器140提供被转到天线(未示出)上的足够功率，并对非线性引起的带外分量滤波。
然而，诸如正交LO信号幅度和相位失配、基带信号幅度和相位失配以及器件失配的电路缺陷引入一些不想要的带内信号。其中，LO泄漏和边带调制图像失配是使传输信号质量降级的最关键原因，因而它们分别对应于正交失配引入的精确LO频率(fLO)和边带上的泄漏功率。两者都存在于传输频带中，因而功率放大器140和任何后续的带通滤波器(未示出)都无法将它们过滤掉。
把基带信号上变频为RF频率的另一种方法是以两个或两个以上步骤调制信号，使得输出频谱远离本机振荡频率，这导致频率合成器对频率牵引不敏感。图2示出两步变频发射机体系结构，由此基带信号BBI经历在低频、也叫做中间频率(IF)的正交调制，并且将该结果通过带通滤波和与另一个LO频率混频而上变频到所需频率，这抑制了IF信号的谐波。更详细地说，第一本机振荡器220提供第一LO信号LO1，该信号通过第一混频器230与滤波后的基带信号(滤波器205对基带信号BBI滤波)混频。处于IF频带的第一混频器230的输出提供给芯片外滤波器240，由此，这完成第一步。芯片外滤波器240的输出提供给第二混频器250，由此它与第二本机振荡器255输出的第二LO信号LO2混频，以便提供RF信号。RF信号由功率放大器260放大，从而提供输出RF信号RFO。
与直接变频方法相比，这种两步上变频的优点在于，因为调制在与高频(RF)相反的低频(IF)上执行，所以信号正交失配较好。但是，抑制由失配引起的、正交上变频所产生的不期望的边带是非常严格的，一般是50到60dB。而且，由于联邦通信委员会(FCC)要求和其它要求，要求LO泄漏非常小。
不管使用什么发射机体系结构，最好电路和信号的失配都小，从而允许使用更复杂的调制技术，提供更高的传输效率。但是，器件失配总是存在，不能完全消除。因此，需要精确的校准以改善发射机性能。
为了执行无线系统中的幅度和相位校准，存在若干用于RF发射机的校准方法，根据检测和校准位置，可以将它们分成两类。在第一类中，失配检测和校准都由数字基带执行。如图3所示。数字基带电路310将导频序列发送给RF收发信机320，并由RF收发信机320调制成高频。数/模转换器340和模/数转换器350提供数字/模拟信号之间的转换。在校准期间，RF收发信机320将发射机输出连接到接收机输入，使得数字基带电路310能够同时接收解调信号。数字基带电路310内的数字信号处理(DSP)机(未示出)需要计算RF链路的相位和幅度失配，并产生“误差”信号，将它校准为“完美的”(没有失配的)通信信道。虽然校准在数字域中比较容易控制，但它产生几个缺点1)DSP机可能花费很长计算时间以获得所需精度；2)没有接收机(RF收发信机320的一部分)时它不能工作；3)必须考虑接收机引入的失配，它比得上来自发射机(RF收发信机320的一部分)的失配；4)硬件失配原封不动，并且由失配引起的性能退化、如二阶互调仍然存在；以及5)RF收发信机320内的发射机和接收机之间的额外连接使设计变复杂。
在第二类传统校准方法中，数字基带电路用于检测信号失配，而RF收发信机内的专用电路在数字基带电路的控制下执行校准。如图4所示，数字基带电路410检测失配，与前面图3所示的情况类似，而失配在RF收发信机420内部校准，且由数字基带电路410控制。这种校准的缺点是1)DSP机(数字基带电路410内部的)需要大的模/数转换器(ADC)以及需要长的计算时间；2)依靠RF接收机(RF收发信机420的一部分)；3)引入接收机失配；以及4)在RF收发信机420内的发射机和接收机之间所需的额外连接使设计变复杂。

发明内容
本发明的一个方面提供一种用于为RF发射机或RF收发信机校准LO泄漏和边带图像的校准控制系统和方法。
本发明的另一方面提供一种在校准期间不利用数字基带单元的校准控制系统和方法。
根据本发明的至少一个方面，提供一种用于为RF发射机执行LO泄漏和边带图像校准的系统。所述系统包括配置成感测RF发射机输出的LO泄漏量和边带图像量的LO泄漏和边带图像传感器。所述系统也包括配置成将感测的LO泄漏量和感测的边带图像量分别转换成第一和第二感测值的模数转换器。所述系统还包括校准控制逻辑单元，它配置成接收第一和第二感测值，并通过首先针对LO泄漏抑制校准，然后针对边带图像抑制校准来对RF发射机执行校准控制。
根据本发明的另一方面，提供一种用于校准RF发射机的方法，所述方法包括将测试音调输入RF发射机的步骤。所述方法也包括在其中输入了测试音调的RF发射机的输出上执行LO泄漏校准的步骤，以便确定最小LO泄漏。所述方法还包括此后在其中输入了测试音调的RF发射机的输出上执行边带图像校准的步骤，以便确定最小边带图像。所述方法又还包括根据检测到的最小LO泄漏和检测到的最小边带图像为RF发射机保存工作值的步骤，这些值要在RF发射机的正常工作模式期间使用。
从以下详细说明中本领域的技术人员会明白本发明的其它特征和优点。然而，应该理解，在说明本发明的优选实施例时，通过举例说明而非限定的方式给出了详细描述和具体实例。在不脱离本发明的实质的前提下，在本发明的范围内可以进行许多变化和修改，本发明包括所有这些修改。


参照以下详细说明和附图，本发明的前述优点和特征将变得更加明显，附图中图1示出一种常规直接变频RF发射机体系结构；图2示出一种常规两步变频RF发射机体系结构；图3示出RF发射机的第一类常规数字基带校准电路；图4示出RF发射机的第二类常规数字基带校准电路；图5示出按照本发明的第一实施例的RF发射机的校准系统；图6示出按照本发明的一个实施例的带有校准部件的LO发生器；图7示出按照本发明的一个实施例的带有相位和幅度调谐控制的二分频电路；图8示出按照本发明的一个实施例的带有用于执行差分失配校准和边带图像校准的校准部件的混频器；图9示出用于发射机LO泄漏和边带图像感测的传感器电路，所述电路可用于按照本发明的第一实施例的校准系统中；图10示出可用于按照本发明的第一实施例的校准系统中的传感器放大器；图11是流程图，表示可以由可用于按照本发明的第一实施例的校准系统中的校准控制逻辑单元执行的步骤；以及图12A-12D示出校准模式和正常工作模式中的RF发射机体系结构的不同配置。
具体实施例方式
按照至少一个实施例，本发明是针对LO泄漏和边带图像失配系统和方法。图5示出按照本发明的第一实施例的用于校准由失配引起的发射机LO泄漏和边带图像的校准系统。在校准期间，RF发射机510输出单音调RFIN。例如，RFIN可以通过RF发射机510的频率合成器中的晶体振荡电路提供。校准控制逻辑单元520设置RF发射机510中的校准代码(借助于提供给RF发射机510的校准位)，这使校准序列能够产生。LO泄漏和边带传感器电路530测量RF发射机510的单音调输出RFIN的LO泄漏强度和边带图像强度。
在LO泄漏和边带传感器电路530输出后，模数转换器(ADC)540对读出放大器535放大的LO泄漏和边带图像值进行数字化。通过举例而不是限制，对于LO泄漏，这些值的范围可以从-45dBC至-20dBc，对于边带图像，则从-50dBc至-25dBc。ADC范围最好覆盖系统对LO泄漏和边带图像抑制率的要求，这个要求可以例如分别为-25dBc和-40dBc。这对应于0.4dB差分失配和发射机链中10/0.2dB正交失配。利用ADC 540由此提供的LO泄漏和边带图像的数字化值，数字比较器(未示出，但它可以是一种可能实现中校准控制电路520的一部分)确定此校准设置是否支持系统的最小LO泄漏和边带图像。
根据对RF发射机510内失配源的认识，校准控制逻辑单元520使用智能搜索算法，所述算法将在下一部分详细讨论。智能搜索算法利用停止标准550来确定何时停止校准过程。例如，当LO泄漏低于-25dBc且边带图像低于-40dBc时，校准就停止，并可以开始RF发射机510的正常工作。根据从校准控制逻辑单元520提供给它的校准位，在RF发射机510内以数字方式进行失配校准。
与执行发射机失配校准的常规系统和方法相比，按照第一实施例的校准系统和方法具有以下优点1)没有涉及RF接收机和基带DSP机的独立校准电路；2)校准电路对发射机电路引入的额外失配小；3)能够校准发射机的最小失配；4)占用芯片面积小；以及5)校准更快。
在一种可能的实现中，图5的校准系统可以是独立发射机或收发信机芯片的一部分。LO泄漏和边带图像传感器530测量LO泄漏和边带图像的强度，然后这些信号被读出放大器535放大。在第一实施例的一种可能的实现中，只要求低精度和低速度的ADC 540对放大的强度进行量化，校准控制逻辑单元520相应地更新失配设置。一种基于LO泄漏和边带图像产生的原理的搜索算法是在校准控制逻辑单元520内实现的，由此，停止标准550用于确定何时停止校准。第一实施例的整个校准电路小，并且可嵌入发射机RF前端。
在一种无线RF收发信机系统中，RF发射机用LO信号调制低频基带输入信号，生成高频信号，并将高频信号通过功率放大器传送出去。如果带有它们之间精确90□相位差的基带信号被发送给带有正交混频器的发射机，调制输出信号就是单边带信号。然而，由于在RF收发信机中存在失配和由于输入信号也是失配的，LO信号和边带图像就无法完全消除，它们作为“不想要的”信号存在于传输输出中。
如果零拍体系结构用于发射机和接收机，则LO泄漏和边带图像成为带内信号，它们使RF信号传输和接收质量退化。图1示出一个零拍体系结构的传输信号频谱。如果如图2所示在发射机内部采用两步上变频体系结构，虽然由第二LO产生的LO泄漏和边带图像远离所需RF频带并且不影响接收，但是仍然存在由第一LO调制引起的LO泄漏和边带图像，它们属于带内信号。而且，要更多地关注由第二LO调制产生的LO泄漏和边带图像，它们可能导致FCC违反。对于多LO调制发射机体系结构，也存在相同的问题。
失配来自LO、上变频混频器、功率放大器和低速基带电路，由此基带电路通常包括信道选择滤波器和边带可变增益放大器(VGA)。
本申请的发明人已经认识到，引入LO泄漏和边带图像的失配源明显彼此不相同。在正交发射机中，电路和信号的差分失配造成LO泄露，其中包括输入基带信号差分失配、基带电路差分失配、LO信号差分失配和上变频混频器差分失配。所述差分失配包括相位失配和幅度失配。对于边带图像，它主要是由于正交系统的I分支和Q分支的信号和电路之间的失配引起，其中包括来自输入基带信号正交失配、基带电路正交失配、LO信号正交失配和上变频正交失配的作用，这些失配也是由幅度失配和相位失配组成。
假设，单音调输入信号频率为fs和ωs＝2πfs，单边幅度为A，I分支和Q分支的差分幅度失配等于ai1和aq1，I分支和Q分支的差分相位失配等于φi1和φq1，并且幅度和相位正交失配分别为aiq1和φiq1，输入信号可以表达为I分支＝Acosωst+A(1+ai1)cos(ωst+φi1)Q分支＝A(1+aiq1)sin(ωst+φiq1)+A(1+aiq1)(1+aq1)sin(ωst+φiq1+φq1)如果包括滤波器和VGA的基带电路具有增益B、对于I和Q分支的差分增益失配ai2和aq2、差分相位失配φi2和φq2、以及I和Q之间的正交幅度失配aiq2和φiq2，则来自基带电路的输出信号为I分支＝ABcosωst+AB(1+ai1)(1+ai2)cos(ωst+φi1+φi2)AB(1+aiq1)(1+aiq2)sin(ωst+φiq1+φiq2)+AB(1+aiq1)(1+aq1)(1+aiq2)Q分支＝(1+aq2)sin(ωst+φiq1+φiq2+φq1+φq2)考虑I分支和Q分支的LO信号差分相位失配φi3和φq3、以及正交相位失配φiq3，正交上变频混频器具有混频器I分支的ai4、φi4失配，Q分支的aq4、φq4失配，I和Q分支之间的aiq4、φiq4失配，正交混频器的输出可以表达为[ABcosωst+AB(1+ai1)(1+ai2)(1+ai4)cos(ωst+φi1+φi2+φi4)(sinωLOt+sin(ωLOt+φi3))]+[AB(1+aiq1)(1+aiq2)(1+aiq4)sin(ωst+φiq1+φiq2+φiq4)+AB(1+aiq1)(1+aq1)(1+aiq2)(1+aq2)(1+aiq4)(1+aq4)sin(ωst+φiq1+φiq2+φq1+φq2+φiq4+φq4)(cos(ωLOt+φiq3)+cos(ωLOt+φiq3+φq3))]其中ωLO＝2πfLO，fLO为LO信号频率。
将输出信号分解为三部分
所需信号为2AB(1+ε)sin(ωLOt+ωst)；其中ε为失配引起的小量。
LO泄漏可以表达为4AB(fi(ai1,ai2,ai4)cos(φi32)sin(φi1+φi2+φi4)sin(ωLOt)+]]>fq(aq1,aq2,aq4,aiq1,aiq2,aiq4)cos(φq32)sin(φq1+φq2+φq4)cos(ωLOt+φiq3)]]>；其中函数fi和fq近似等于1。
同样，边带图像音调可以表达为ABsin(ωLOt-ωst){cosφi32[1+(1+Σk=1,2,4aik)(cosΣk=1,2,4φik-sinΣk=1,2,4φik)]-(1+Σk=1,2,4aiqk)]]>cos(Σk=1,2,4φiqk-φiq3)cos(φq32)[1+(1+Σk=1,2,4aqk)(cosΣk=1,2,4φqk+sinΣk=1,2,4φqk)]}-]]>ABcos(ωLOt-ωst)(1+Σk=1,2,4aiqk)sin(Σk=1,2,4φiqk-φiq3)cos(φq32)[1+(1+Σk=1,2,4aqk)]]>(cosΣk=1,2,4φqk+sinΣk=1,2,4φqk)]]]>考虑存在通过上变频混频器和PA预驱动器的静态相位延迟γ，LO 泄漏为Csin(ωLOt+γ)+Dcos(ωLOt+φiq3+γ)，边带图像音调为Esin(ωLOt-ωst+γ)-Fcos(ωLOt-ωst+γ)，其中C、D、E、F为失配函数。
根据上述分析，可以得出以下结论。对于LO泄漏1)相应I和Q分支的差分失配造成LO泄漏；2)I和Q之间的正交失配影响较小，仅放大LO泄漏，如果没有差分失配，仅正交失配无法产生LO泄漏；以及3)差分相位失配比幅度失配更重要。没有这些失配，就没有LO泄漏。
对于边带图像1)正交失配和差分失配都对边带图像强度产生影响；2)图像音调对LO信号的相位失配敏感；以及3)正交失配比差分失配更严重。
根据本申请的发明人所作的上述观察，已经开发出失配校准算法。首先，I和Q分支内的差分失配可被校准到最小。由于LO泄漏强度对正交失配不敏感，LO泄漏强度可用作差分失配的度量。一旦完成差分校准，正交失配校准就根据边带图像音调的强度开始。假设在LO泄漏校准后没有差分失配，边带图像强度仅仅与I和Q分支之间的失配有关。
由于低频电路失配引起的相位失配比高频电路失配引起的相位失配小很多，所以LO的相位失配和上变频混频器起了更重要的作用，而所有幅度失配的作用类似。因此，发射机芯片内的LO发生器和上变频混频器最好被选作校准块。
图6示出LO发生器600的校准电路，由此可插入原始I和QLO信号IP、IN、QP、QN，产生新的正交LO信号LOIP、LOIN、LOQP、LOQN，这些信号可以在数字和模拟域中控制。LO发生器600以某个比例将失配的正交RF输入叠加，并重构I/Q LO信号。通过校准电流源CAL_I和CAL_Q控制重构比率，重构比率可以用数字或模拟方式调整。新产生的LO信号表达为I分支LO sin(ωLOt)+αcos(ωLOt)≈sin(ωLOt+θ)Q分支LO cos(ωLOt)+αsin(ωLOt)≈cos(ωLOt-θ)。
正交相位差能够通过这种相位内插来调整。如图7所示，进行正交LO信号校准的另一种方法是调整正交LO信号发生器。这通过分别增加或减小正交LO信号发生器700的I或Q分支中的偏置电流来进行。图7示出二分频电路，由此可改变I和Q LO信号的相位和幅度。对于上变频混频器内的失配，可以通过四个数字控制的偏置电流源来校正，它们示于图8中用于上变频混频器800，其中具有CAL_IP偏置电流源、CAL_IN偏置电流源、CAL_QN偏置电流源以及CAL_QP偏置电流源。通过I或Q分支本身内的偏置电流源的数字控制来消除差分失配，通过增加或减小I或Q分支中的偏置电流源来校准正交差异。这种校准适用于幅度失配和相位失配。
现在将使用图8的电路对智能搜索算法给出一个例子，其中由图5的校准控制逻辑单元520执行所述智能搜索算法。首先执行LO泄漏校准，而CAL_QP、CAL_QN和CAL_IN保持它们的原始值，而CAL_IP被调整为搜索RF发射机的最小LO泄漏性能。然后，与用类似于调整CAL_IP的方式分别调整CAL_IN、CAL_QP和CAL_QN一起，可以有选择地继续更精细的搜索过程。或者，不作任何精细搜索，智能搜索校准过程可继续进行下一步，边带图像校准。
在图像校准期间，CAL_QP和CAL_QN保持它们的原始值，而CAL_IP和CAL_IN一起调整到相同的电平，以便搜索最小边带图像值。一旦此工作完成，就执行校准过程，从而在边带图像校准步骤后也可有选择地执行精细搜索。可使用的一种可能的精细搜索方法作为一组一起调整QP和QN或IP和IN。
虽然上述例子针对在LO泄漏校准步骤期间改变CAL_IP的值进行，但是本领域的普通技术人员将认识到，其它三个偏置电流值中的任一个可在另外三个偏置电流值保持不变的同时进行调整。同样，虽然上述例子针对把CAL_IP和CAL_IN值一起调整在相同电平而CAL_QP和CAL_QN值保持在它们的原始值进行，但是本领域的普通技术人员将认识到，也可以把CAL_IP和CAL_IN保持在它们的原始值而把CAL_QP和CAL_QN一起调整在相同电平，或者将CAL_IP和CAL_IN值一起调整在第一电平而将CAL_QP和CAL_QN值一起调整为第二电平，同时仍在本发明的范围内。
如上所述，传感器电路用于测量LO泄漏强度和边带图像强度。对于存在要提供给RF收发信机系统的基带正交单音调输入的情况，理想的发射机输出是RF频率上的单音调。但是，由于RF收发信机系统的电路中失配，输出通常都带有LO泄漏和边带图像音调，其强度在未校准时通常为-20dBc和-30dBc。假设所需信号输出强度为0dBm，未校准时，LO泄漏和边带图像音调的强度为-20dBm和-30dBm。所要求的LO泄漏和边带图像音调可低于-30dBc和-40dBc，当输出功率为0dBm且输入信号为正交单音调时，这些值等效于-30dBm LO泄漏音调和-40dBm边带图像音调。
精确地在RF频率上测量LO泄漏和边带图像的强度是困难的，因此本申请的发明人已经设计出传感器电路和对应的放大器，以便在基带上进行测量。为了精确地进行测量，LO泄漏和边带图像都通过混频器变换成直流电压，混频器过滤出传感器输出中的其它音调，以避免任何相位调制/振幅调制(PM-AM)变换。图9示出执行LO泄漏和边带图像感测的传感器电路900的电路体系结构，其中正交连接与发射机上变频混频器的连接相反，并且RF输入是直接来自芯片上的功率放大器(PA)输出。例如，正交LO信号为sin(ωLOt)和cos(ωLOt+φiq3)，输入正交音调为sin(ωst)和(1+aiq1)cos(ωst+φiq1)，静态相位延迟为γ。如果信号输出为Asin(ωLOt+ωst+γ)，LO泄漏可表达为Csin(ωLOt+γ)+Dcos(ωLOt+φiq3+γ)，边带图像音调可以用Esin(ωLOt-ωst+γ)-Fcos(ωLOt-ωst+φiq3+γ)描述。当执行LO泄漏强度测量时，输入SIP、SQP为高，SIN和SQN为低，正交LO信号相加。传感器电路的输出可表达为[Asin(ωLOt+ωst+γ)+Csin(ωLOt+γ)+Dcos(ωLOt+φiq3+γ)+Esin(ωLOt-ωst+γ)-Fcos(ωLOt-ωst+φiq3+γ)][sin(ωLOt)-cos(ωLOt+φiq3)]=C+D2cos(γ)+A2cos(ωst+γ)]]>-A2sin(ωst+γ+φiq3)+E2cos(ωst-γ)+E2sin(ωst-γ+φiq3)+F2sin(ω2t-γ)-]]>F2cos(ωst-γ)-C2cos(2ωLOt+γ)-D2cos(2ωLOt+γ)-A2cos(2ωLOt+ωst+γ+φωiq3)-]]>A2sin(2ωLOt+ωst+γ+φiq3)-E2cos(2ωLOt-ωst+γ)-E2sin(2ωLOt-ωst+γ+φiq3-)]]>F2sin(2ωLOt-ωst+γ+2φiq3)+F2cos(2ωLOt-ωst+γ+2φiq3)]]>DC值C+D2cos(γ)]]>代表LO泄漏的强度。当进行边带图像测量时，测试输入音调用于产生正交差分信号，它具有全摆幅，并用作传感器电路的低频LO输入SIP、SIN、SQP和SQN。正交LO信号仍然馈给电路。在这些输入下，传感器的输出为[Asin(ωLOt+ωst+γ)+Csin(ωLOt+γ)+Dcos(ωLOt+φiq3+γ)+Ecos(ωLOt-ωst+γ)-Fcos(ωLOt-ωst+φiq3+γ)][sin(ωLOt)cos(ωst)-cos(ωLOt+φiq3)sin(ωst)]≈[Asin(ωLOt+ωst+γ)+Csin(ωLOt+γ)+Dcos(ωLOt+φiq3+γ)+Ecos(ωLOt-ωst+γ)-Fcos(ωLOt-ωst+φiq3+γ)]sin(ωLOt-ωst)=E2cosγ+F2sin(φiq3+γ)+A2cos(2ωLOt+γ)+A2cos(2ωst+γ)+]]>C2cos(2ωLOt-ωst+γ)+C2cos(ωst+γ)+D2sin(2ωLOt-ωst+φiq3+γ)-D2sin(ωst-φiq3-γ)+]]>E2cos(2ωLOt-2ωst+γ)-F2sin(2ωLOt-2ωst+φiq3+γ)]]>，DC值E2cosγ+F2sin(φiq3+γ)]]>是边带图像音调的强度。由传感器电路产生的表示LO泄漏和边带图像音调强度的DC电压根据上变频混频器和PA预驱动器的相位延迟γ而变化。同样，相位延迟γ在发射机的RF调谐峰值频率上不大，所述调谐峰值频率可用作进行校准的频带。在此条件下，传感器电路的测量的LO泄漏强度和边带图像音调强度分别为 和E2+F2sin(φiq3)≈E2.]]>图10示出一个传感器放大器电路1000，该电路可用于本发明的至少一个实施例中，并且该电路使在测试输入音调频率和在两倍的测试输入音调频率的所产生信号进一步衰减到可忽略的数值(例如，接近零振幅值)。所有这些电路，包括传感器、传感器放大器和ADC，都具有由技术和布局决定的一定大小的失配。然而，这些失配被校准电路的增益衰减，远小于发射机本身的失配，因此，在校准相位期间，使用这种部件对RF发射机的适当校准没有负面影响。
由于LO泄漏强度主要与电路差分失配相关，边带图像强度主要与LO泄漏校准后的电路正交失配相关，本申请的发明人已经开发了一种智能搜索算法，以便加快(加速)校准过程。如图11的流程图所示，在步骤1110，当校准开始时，测试音调被馈给发射机电路。开始，在步骤1120，传感器电路设置为测量LO泄漏，在步骤1130和1140，搜索I分支和Q分支内控制差分失配的电路设置，以得到最小LO泄漏。在步骤1150、1160和1170，在执行LO泄漏校准后，通过成组地增加或减小I或Q分支设置，执行边带图像校准，以获得最小边带图像强度。穷举搜索算法、智能搜索算法或反馈校准都可以使用，从而可以根据诸如时间约束、处理能力等参数选择使用。同样，由于在芯片内存在几个调谐点，在所有这些失配中失配调谐的划分应当基于对不同电路块的失配分布的认识。在步骤1180，存储校准设置并禁止校准。
图12A-12D示出按照本发明的一个实施例的带有校准电路1200的RF发射机的不同设置。具体来讲，图12A示出带有校准电路1200的RF发射机，其中设置了三刀双掷开关1210，使得无输入提供给基带I单元1220和基带Q单元1230。图12B示出在LO泄漏校准的设置中带有校准电路1200的RF发射机，由此设置开关1210，使得预置DC电压提供给基带I单元1220和基带Q单元1230。预置DC电压用作I和Q基带电路的输入，因而如前所述，它不影响LO泄漏校准(例如，当把其它三个偏置电流源保持在相同电平时，增加或减小图9的CAL_IP偏置电流源)。在另一种配置中，预置DC电压可以设置为非零的电压值、零电压值、或者甚至空值(这时，它不与基带电路连接)。
图12C示出在边带图像校准设置中带有校准电路1200的RF发射机，这里设置开关1210，以便将正交低频LO信号(由LO 1250输出)提供给基带I单元1220和基带Q单元1230。在边带图像校准期间，使用低频LO信号，用作“测试音调”输入信号，因而在边带图像校准过程中它不会改变，并且它具有在边带图像校准期间保持不变的预定频率值(ftest)。在边带图像校准期间，利用作为输入信号提供的测试音调执行的校准如以上针对图9所述(对于偏置电流源，或者CAL_IP和CAL_IN成组调整，而与CAL_QP和CAL_QN对应的其它组保持其原始值，或者相反)。由输入给RF发射机的测试音调形成的边带图像由发射机的LO泄漏和边带图像传感器的传感器电路、例如图9所示的传感器电路900测量。
在图12B和12C中，示出LO泄漏和边带图像感测，方法是使用与LO直接混频以作为DC电压来提取LO泄漏，并与LO和用作正交低频LO的输入音调频率上的信号滑动混频，作为另一个DC电压提取边带图像。在题为“RF RECEIVER MISMATCHCALIBRATION SYSTEM AND METHOD”的相关美国专利申请中对“滑动混频”概念作了详细说明，该专利转让给与本申请相同的受让人，并通过引用全部结合到本文中。
图12D示出正常工作模式中的带有校准电路1200的RF发射机，这里设置开关1210，使得I和Q输入(例如，来自输出I和Q数据的基带单元，未示出)分别提供给基带I单元1220和基带Q单元1230。
在图12A-12C中，LO 1250和混频器1255是由反馈路径控制失配，反馈路径包括混频器1265(把LO 1250的输出和功率放大器1270的输出混频)、读出放大器1275、A/D 1285和失配控制单元1290。将图12A-12C的反馈路径与图5所示的反馈路径比较，LO 1250和混频器1255以及功率放大器1275与图5的RF发射机510对应，控制逻辑1285及失配控制1290与图5的校准控制逻辑单元520对应。
本发明的实施例至少提供了下述好处中至少一种A)当注入带内测试音调时，校准系统和方法通过发射机的LO泄漏和边带图像检测输出信号，该功能可以由发射机芯片自身支持，不用借助于数字基带电路。它可用于无线收发信机芯片中，或仅用于发射机芯片中。B)LO泄漏和边带图像传感器结构，通过使用直接与LO混频，作为DC电压提取LO泄漏，以及与LO和用作低频LO的输入音调频率上的信号进行滑动混频，作为另一个DC电压提取边带图像。C)在CMOS制造过程中实现传感器电路，从而可在其它技术中设计相同类型的电路。D)首先执行LO泄漏校准的校准流程首先补偿电路的差分失配，然后执行边带图像校准以消除电路的正交失配。E)在LO泄漏和边带图像校准期间，更新方法可通过穷举搜索算法、智能搜索算法或反馈算法来完成。
为了说明和描述的目的，给出本发明的实施例的以上描述。不要期望穷举或把本发明限定到所公开的确切形式，修改和变化可根据上述说明进行，或者可从本发明的实践中获得。为了说明本发明的原理及其实际应用，选择并说明了一些实施例，使本领域的技术人员能够在各种实施例中应用本发明，并针对所设计的具体应用作出适当的各种修改。
权利要求
1.一种为RF发射机执行LO泄漏和边带图像校准的系统，包括LO泄漏和边带图像传感器，配置成感测RF发射机的输出的LO泄漏量和边带图像量；以及校准控制逻辑单元，配置成接收感测的LO泄漏量和感测的边带图像量，并且通过首先针对LO泄漏抑制来校准，然后针对边带图像抑制来校准，对RF发射机执行校准控制。
2.如权利要求1所述的系统，其特征在于还包括模数转换器，它配置成将感测的LO泄漏量和感测的边带图像量分别转换成第一和第二感测值。
3.如权利要求1所述的系统，其特征在于，在校准期间RF发射机的输入对应于单音调频率。
4.如权利要求2所述的系统，其特征在于还包括读出放大器，它配置成对感测的LO泄漏量和感测的边带图像量进行放大，并将放大后的感测的LO泄漏量和放大后的感测的边带图像量输出到模数转换器。
5.如权利要求1所述的系统，其特征在于还包括停止标准单元，它配置成当LO泄漏量和边带图像量分别小于第一和第二预定阈值时，停止RF发射机的校准。
6.如权利要求1所述的系统，其特征在于还包括开关，它配置成切换在RF发射机的正常工作模式期间要从I和Q输入信道发送到RF发射机的输入端口的信号，或者在RF发射机校准期间提供给RF发射机的输入端口的测试音调信号。
7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，测试音调信号具有至少一个单频分量、DC电压和空信号。
8.一种用于校准正交混频器以减小LO泄漏和边带图像的系统，所述混频器配置成接收各包含正负对的差分信号，所述混频器包括配置成接收基带差分I信道信号对的第一对晶体管、配置成接收基带差分Q信道信号对的第二对晶体管、配置成接收本机振荡器差分Q信道信号对的第一组四个晶体管、以及配置成接收本机振荡器差分I信道信号对的第二组四个晶体管，所述系统包括与第一对晶体管耦合的正I信道电流源；与第一对晶体管耦合的负I信道电流源；与第二对晶体管耦合的正Q信道电流源；与第二对晶体管耦合的负Q信道电流源；从混频器的输出计算LO泄漏和边带图像的装置；以及偏置控制逻辑单元，配置成控制电流源，使得a)四个电流源中的一个按第一量来调整，其它三个电流源各按第二量来调整，以便从计算装置计算最小LO泄漏值，以及b)I信道对的电流源各按第三量来调整，Q信道对的电流源各按第四量来调整，以便从计算装置计算最小边带图像。
9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述第四量为零。
10.如权利要求8所述的系统，其特征在于，使用穷举搜索算法调整所述电流源。
11.一种用于校准RF发射机的方法，包括将测试音调输入RF发射机；在其中输入了测试音调的RF发射机的输出上执行LO泄漏校准，以便确定最小LO泄漏；然后，在其中输入了测试音调的RF发射机的输出上执行边带图像校准，以便确定最小边带图像；以及根据所检测的最小LO泄漏和所检测的最小边带图像，为RF发射机保存工作值，以便在RF发射机的正常工作模式期间使用。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，I信道偏置电流源的P、N差分对和Q信道偏置电流源的P、N差分对耦合到RF发射机，以及其中执行LO泄漏校准的步骤包括改变四个偏置电流源其中之一的值而保持其它三个偏置电流源不变；以及确定得到所检测的最小LO泄漏的四个偏置电流源其中之一的值。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，执行边带图像校准的步骤包括按第一量改变两对偏置电流源中一对的两个偏置电流源的值而按第二量改变两对中另一对的另外两个偏置电流源的值；以及确定得到所检测的最小边带图像的、两对偏置电流源中一对的两个偏置电流源的值。
14.如权利要求13所述的系统方法，其特征在于，所述第二量为零。
15.一种校准RF发射机的方法，包括a)将低频LO信号作为输入输入到RF发射机；b)执行RF发射机的输出与高频LO信号的直接混频，提取RF发射机的LO泄漏作为第一DC电压；c)执行RF发射机的输出与低频LO信号和高频LO信号的滑动混频，提取RF发射机的边带图像作为第二DC电压；以及d)确定第一和第二DC电压是否小于第一和第二阈值电压，如果是，则保存校准设置并进入正常工作模式，如果不是，则d1)改变RF发射机的至少一个特性，并返回到步骤a)以继续校准RF发射机。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，在步骤d1)中改变的RF发射机的至少一个特性是提供给RF发射机的I信道和Q信道其中之一的偏置电流量。
17.一种用于校准RF发射机的系统，包括LO，配置成在校准模式期间提供第一LO信号和第二LO信号，第二LO信号具有比第一LO信号更高的频率；输入端口，配置成接收在校准模式期间作为RF发射机的输入的第一LO信号；混频器，配置成在第一工作模式中将在校准模式期间RF发射机的输出与第一LO信号混频，并在第二工作模式期间将RF发射机的输出与第一和第二LO信号进行滑动混频；电压检测器，配置成当混频器以第一工作模式工作时检测第一DC电压、即混频器的电压，并当混频器以第二工作模式工作时检测作为第二DC电压的混频器输出，其中第一和第二电压分别与RF发射机的LO泄漏和RF发射机的边带图像对应；以及用于当第一和第二DC电压中至少一个分别大于第一和第二预定电压时修改RF发射机的至少一个特性、并且用于对修改了特性的RF发射机继续进行RF发射机的校准的装置。
18.如权利要求17所述的系统，其特征在于，被改变的RF发射机的所述至少一个特性是提供给RF发射机的I信道和Q信道其中之一的偏置电流量。
19.如权利要求17所述的系统，其特征在于，在第一工作模式完成后进行第二工作模式。
全文摘要
一种校准RF发射机的系统或方法包括将测试音调输入RF发射机。为了确定最小LO泄漏，在其中输入了测试音调的RF发射机的输出上执行LO泄漏校准。然后，为了确定最小边带图像，在其中输入了测试音调的RF发射机的输出上执行边带图像校准。根据检测的最小LO泄漏和检测的最小边带图像，将RF发射机的工作值保存在存储器中，以便在RF发射机的正常工作模式期间使用。
文档编号H04L27/32GK1722721SQ200510084698
公开日2006年1月18日 申请日期2005年7月11日 优先权日2004年7月9日
发明者Z·徐, S·姜, C·基恩 申请人:Sst通信公司