专利名称：接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及采用多载波传输方式的有线或无线传输系统中的接收装置，尤其涉及能够校正载频误差和时钟频率误差的接收装置。
背景技术：
近年来，作为数字信号的传输方式，多载波传输方式是关注的中心。多载波传输方式是对所要发送的数据进行串行/并行转换以降低码元速率、然后将数据分配给相互正交的多个子带的振幅和相位来发送数据的调制方式。多载波传输方式将传输频带分成多个子带来发送数据。由此，多载波传输方式可改变每个子带的调制方式，由此可灵活地利用频率。多载波传输方式还降低码元速率，由此提高了对延迟波的耐受性。因此，多载波传输方式对抗多径干扰的强健的传输方式。
作为一种多载波传输方式，已提出了OFDM(正交频分多路复用)、使用正交小波函数的小波调制等。
图10示出了在专利文献1中公开的常规OFDM接收装置210的结构。如图10中所示，OFDM接收装置210包括A/D转换电路201、时钟发生电路202、复数乘法电路203、保护相关计算电路204、数控振荡电路(NCO)205、快速傅立叶变换电路206、载频误差计算电路207、时钟频率再生电路208、以及数据解调单元209。
A/D转换电路201基于从时钟发生电路202输入的时钟来对接收信号进行采样，并将接收信号转换为数字信号。
复数乘法电路203将从NCO 205输入的复正弦波信号乘以已被转换为数字信号的接收信号，并校正频率误差。
频率误差首先由保护相关计算电路204粗略估算。为了增强对延迟波的耐受性，OFDM信号包括在OFDM码元中循环重复的保护间隔。保护相关计算电路204计算输入的OFDM信号与延迟了有效码元时间的OFDM信号之间的相关值。保护相关计算电路204取得相关达到峰值的定时以及OFDM信号在该定时的相位。基于所获的相位，保护相关计算电路204取得有效码元时间间隔的相位差。相位差对应于频率误差。由此，保护相关计算电路204控制NCO 205以抵消频率误差。
相关达到峰值的定时表示有效码元间隔。基于该定时，快速傅立叶变换电路206将其频率已被粗略校正的OFDM信号变换为频域的信号，并输入每个子带的振幅和相位。数据解调单元209基于这样的振幅和相位来解调每个子带的数据。
OFDM信号具有被分配了预定相位和振幅的、被插到预定子带中的导频信号。在常规的OFDM接收装置中，基于这一导频信号来执行频率误差校正、均衡等。
载频误差计算电路207基于从快速傅立叶变换电路206输出的每个子带上的信息来仅提取预定的导频信号。载频误差计算电路207基于预定导频信号的相位变化来估算残留频率误差。载频误差计算电路207基于残留频率误差来控制NCO205。由此，执行了更精确的载频同步。
时钟频率再生电路208基于导频信号的相位变化来估算时钟频率误差。时钟频率再生电路208基于时钟频率误差来控制时钟发生电路202。由此，时钟频率误差被校正。
专利文献1日本特开平10-308715号公报发明公开本发明所要解决的问题但是，上述常规结构需要使用快速傅立叶变换计算电路206来估算时钟频率误差。由快速傅立叶变换计算电路206执行的变换处理需要一定量的时间。因此，常规结构具有在时钟频率控制循环收敛前需要一定量的时间的问题。
在OFDM中，在载频误差较大的时候，诸子带偶尔可能会不相互正交。这引起了诸子带间的干扰。结果，产生了即使是傅立叶变换也不能准确提取导频信号的问题。在常规结构中，使用保护间隔相关来进行粗略的频率误差校正。但是，在使用有效码元时间间隔的相位差的场合，只可估算子带间隔或以下的频率误差。因此，对于大于子带间隔的频率误差，必须要额外地使用用于频率误差估算的同步码元。
在OFDM中，可使用保护间隔相关来执行粗略的频率误差估算和有效码元定时估算。但是，在诸如使用正交小波函数来执行多载波调制的小波调制等不使用保护间隔的调制系统中，必须要特别使用执行频率误差估算和有效码元定时估算的同步码元。
因此，本发明的目的是提供即使在载频误差较大时也能够执行码元定时估算、载频误差估算和时钟频率误差估算的接收装置。
问题的解决手段为实现上述目的，本发明具有以下特征。本发明的第一方面针对一种用于接收包括插入在数据码元串之前的、将同步码元重复多次的同步码元串的传输帧的接收装置。该同步码元是通过合成相互正交并且具有不同载频的多个子带码元所取得的码元。这多个子带码元的载频被位于相等的预定频率间隔处。同步码元包括以该预定频率间隔的倒数为周期重复的同步模式。该接收装置包括时钟发生单元，用于发生采样时钟；模/数转换单元，用于基于由时钟发生部所发生的采样时钟来对传输帧进行采样，并对传输帧进行模/数转换；频率校正单元，用于校正模/数转换单元的输出的频率；同步模式相关单元，用于取得频率校正单元的输出与同步模式之间的相关，并将该相关作为同步模式相关值输出；峰值检测单元，用于检测同步模式相关单元的输出的峰值，并将该峰值作为峰值定时输出；定时判定单元，用于基于峰值检测单元输出的峰值定时来输出同步码元内的预定定时；同步模式间相位差检测单元，用于根据定时判定单元的输出和峰值检测单元输出的峰值定时来检测从同步模式相关单元输出的同步模式相关值的相位的变化量，并基于同步模式相关值的相位的变化量来估算模/数转换单元输出的频率的误差；多个子带相关单元，其每一个都用于取得多个子带码元之中被分配给该子带相关单元的子带码元与频率校正单元的输出之间的相关，并将该相关作为子带相关输出；码元间相位差检测单元，用于根据定时判定单元的输出来取得这多个子带相关单元中的每一个所输出的子带相关的预定码元间隔处的相位差，将该相位差作为码元间相位差输出，并基于码元间相位差来估算模/数转换单元的输出的频率的误差；子带间相位差检测单元，用于根据定时判定单元的输出来检测在诸子带之中，从码元间相位差检测单元输出的码元间相位差的相位差作为子带间相位差，并基于检测到的子带间相位差来估算采样时钟的误差；以及数据解调单元，用于根据定时判定单元的输出来解调频率校正单元的输出。频率校正单元基于由同步模式间相位差检测单元估算的频率误差来校正模/数转换单元输出的频率，然后基于由码元间相位差检测单元估算的频率误差来校正模/数转换部的输出的频率。时钟发生单元基于由子带间相位差检测单元估算的误差来校正采样时钟的频率。
优选的是，当在同步模式间隔处检测到从峰值检测单元输出的峰值定时预定次数时，定时判定单元可输出同步码元串的开始定时，并且当在同步模式间隔处不再检测到峰值定时的时候，输出同步码元串的终止定时。
优选的是，同步模式间相位差检测单元可将同步模式校正值的相位的变化量平均化，估算模/数转换单元的输出的频率误差，并在定时判定单元输出开始定时的时候，终止该平均化并将估算的频率误差输入到频率校正单元。
优选的是，当定时检测单元输出开始定时的时候，码元间相位差检测单元可将码元间相位差平均化，并估算模/数转换单元的输出的频率误差。
优选的是，码元间相位差检测单元可在频率误差较大时缩短预定码元间隔，而在频率误差较小时延长预定码元间隔。
优选的是，子带间相位差检测单元可将子带间相位差平均化，并估算采样时钟的误差。
本发明对于接收使用正交小波函数进行多载波调制的数据码元串是有效的。
本发明的第二方面针对一种用于接收包括插入在数据码元串之前的、将同步码元重复多次的同步码元串的传输帧的集成电路。该同步码元是通过合成相互正交并且具有不同载频的多个子带码元所取得的码元。这多个子带码元的载频位于相等的预定频率间隔处。该同步码元包括以该预定频率间隔的倒数为周期重复的同步模式。该集成电路包括时钟发生单元，用于发生采样时钟；模/数转换单元，用于基于由时钟发生单元所发生的采样时钟来对传输帧进行采样，并对传输帧进行模/数转换；频率校正单元，用于校正模/数转换单元的输出的频率；同步模式相关单元，用于取得频率校正单元的输出与同步模式之间的相关，并将该相关作为同步模式相关值输出；峰值检测单元，用于检测同步模式相关单元的输出的峰值，并将该峰值作为峰值定时输出；定时判定单元，用于基于峰值检测单元输出的峰值定时来输出同步码元内的预定定时；同步模式间相位差检测单元，用于根据定时判定单元的输出和峰值检测单元输出的峰值定时来检测从同步模式相关单元输出的同步模式相关值的相位的变化量，并基于同步模式相关值的相位的变化量来估算模/数转换单元输出的频率的误差；多个子带相关单元，其每一个都用于取得多个子带码元之中被分配给该子带相关单元的子带码元与频率校正单元的输出之间的相关，并将该相关作为子带相关输出；码元间相位差检测单元，用于根据定时判定单元的输出来取得这多个子带相关单元中的每一个所输出的子带相关的预定码元间隔的相位差，将该相位差作为码元间相位差输出，并基于码元间相位差来估算模/数转换单元输出的频率的误差；子带间相位差检测单元，用于根据定时判定单元的输出来检测在诸子带中，码元间相位差检测单元输出的码元间相位差的相位差作为子带间相位差，并基于检测到的子带间相位差来估算采样时钟的误差；以及数据解调单元，用于根据定时判定单元的输出来解调频率校正单元的输出。该频率校正单元基于由同步模式间相位差检测单元估算的频率误差来校正模/数转换单元的输出的频率，然后基于由码元间相位差检测单元估算的频率误差来校正模/数转换单元的输出的频率。时钟发生单元基于由子带间相位差检测单元估算的误差来校正采样时钟的频率。
本发明的第三方面针对一种接收包括插入在数据码元串之前的、将同步码元重复多次的同步码元串的传输帧的方法。该同步码元是通过合成相互正交并且具有不同载频的多个子带码元所取得的码元。这多个子带码元的载频位于相等的预定频率间隔处。该同步码元包括以该预定频率间隔的倒数为周期重复的同步模式。该方法包括对传输帧进行采样和模/数转换的步骤；取得经模/数转换的信号与同步模式之间的相关，并将该相关设置为同步模式相关值；检测同步模式相关值的峰值，并将该峰值设置为峰值定时；基于峰值定时检测同步码元内的预定定时；根据预定定时和峰值定时来检测同步模式相关值的相位变化量，并基于同步模式相关值的相位的变化量来估算模/数转换单元的输出的频率的误差；取得多个子带码元之中至少两个子带码元中的每一个与经频率校正的信号之间的相关，并将该相关设置为至少两个子带相关；根据预定定时取得每个子带相关的预定码元间隔的相位差，并将该相位差设置为码元间相位差；基于码元间相位差来估算模/数转换单元的输出的频率的误差；根据预定定时将诸子带之中码元间相位差的相位差设置为子带间相位差；基于子带间相位差来估算采样时钟的误差；基于根据同步模式相关值的相位的变化量所估算的频率的误差来校正经模/数转换的信号的频率；基于根据码元间模式相位差所估算的频率的误差来校正经模/数转换的信号的频率；基于根据子带间相位差所估算的采样时钟的误差来校正采样时钟的频率；以及解调校正后的经模/数转换的信号。
本发明的第四方面针对一种由计算机设备执行的、用于接收包括插入在数据码元串之前的、将同步码元重复多次的同步码元串的传输帧的程序。该同步码元是通过合成相互正交并且具有不同载频的多个子带码元所取得的码元。这多个子带码元的载频位于相等的预定频率间隔处。该同步码元包括以该预定频率间隔的倒数为周期重复的同步模式。该程序使计算机设备执行以下步骤，对传输帧进行采样和模/数转换；取得经模/数转换的信号与同步模式之间的相关，并将该相关设置为同步模式相关值；检测同步模式相关值的峰值，并将该峰值设置为峰值定时；基于峰值定时检测同步码元内的预定定时；根据预定定时和峰值定时来检测同步模式相关值的相位变化量，并基于同步模式相关值的相位的变化量来估算模/数转换单元的输出的频率的误差；取得多个子带码元之中至少两个子带码元中的每一个与经频率校正的信号之间的相关，并将该相关设置为至少两个子带相关；根据预定定时取得每个子带相关的预定码元间隔处的相位差，并将该相位差设置为码元间相位差；基于码元间相位差来估算模/数转换单元的输出的频率的误差；根据预定定时将诸子带之中码元间相位差的相位差设置为子带间相位差；基于子带间相位差来估算采样时钟的误差；基于根据同步模式相关值的相位的变化量所估算的频率的误差来校正经模/数转换的信号的频率；基于根据码元间模式相位差所估算的频率的误差来校正经模/数转换的信号的频率；基于根据子带间相位差所估算的采样时钟的误差来校正采样时钟的频率；以及解调校正后的经模/数转换的信号解调。
发明效果根据本发明，该接收装置首先基于同步模式相关值在同步模式间隔(短于码元间隔)处的相位差来检测载频误差，并校正接收频率的误差。由此，校正了粗略的载频误差。接下来，该接收装置基于子带码元的相关的相位变化来检测残留频率误差。因为粗略的载频误差已经被校正，所以该接收装置可高精度地检测残留频率误差。该接收装置基于检测到的残留频率误差来校正接收频率误差。由此，即使是在载频误差较大时，该接收装置也可高精度地校正载频误差。该接收装置基于每个子带的码元间相位差而取得子带间相位差，并且基于子带间相位差来检测采样时钟频率误差，并校正该采样时钟频率误差。由此，可减小数据码元中的解调误差。该接收装置可使用同一同步码元来检测定时、载频误差和时钟频率误差。因此，该接收装置可在短时间内建立与发送方的同步。
该接收装置可判定同步码元串开始和终止的定时。因此，该接收装置可根据这些定时来迅速校正载频误差和时钟频率误差。
该接收装置通过将同步模式相关值的相位变化量平均化来估算粗略的载频误差，并且在同步码元的开始定时到来时基于粗略的载频误差来进行校正。因此，可高精度地估算后续的载频误差。
该接收装置通过将码元间相位差平均化来估算载频误差。因此，可高精度地估算载频误差。
该接收装置通过对子带间相位差平均化来估算时钟频率误差。因此，可高精度地估算时钟频率误差。
该接收装置在频率误差较大时为取得码元间相位差而缩短用于比较的码元之间的时间间隔，并在频率误差较小时为取得码元间相位差而延长用于比较的码元之间的时间间隔。因此，根据传输帧的接收时间，可高精度地估算载频误差。
在使用正交小波函数的多载波调制中，可令副载波间隔窄于OFDM调制的副载波间隔。当副载波间隔较窄时，旁瓣就更加陡峭。这使得要使用导频信号来校正很大范围的载频误差和时钟频率误差很困难。因此，根据本发明的使用同步码元的载频校正和时钟频率误差校正对于接收使用正交小波函数进行多载波调制的数据码元串是很有效的。
当结合附图考虑以下对本发明的详细描述时，本发明的这些及其它目的、特征、方面和优点将会更加明确。
附图简述[图1]图1是示出根据本发明的一个实施例的接收装置1的功能结构的框图。
图2示出接收装置1所接收的传输帧的示例。
图3A图示出同步码元S的频率轴表示。
图3B图示出通过合成如图3A中所示的沿频率轴定位的子带码元而取得的同步码元的时间轴表示。
图4A示出载频误差或时钟频率误差不存在的情形。
图4B示出在接收时产生了载频误差的情形。
图4C示出在接收时产生了时钟频率误差的情形。
图5示出同步模式间相位差检测单元107的操作。
图6示出在一个同步码元由四个重复的同步模式构成、而一个同步码元串由四个同步码元构成的情形中的同步模式相关值、峰值定时、同步码元开始定时、同步码元定时和同步码元终止定时的示例。
图7示出在有两个子带相关单元的情形中子带相关的相位以及码元间相位差的平均值。
图8示出在有两个子带相关单元的情形中子带相关的码元间相位差、以及子带间相位差。
图9是示出当执行本实施例的程序时该接收装置的操作的流程图。
图10示出专利文献1中所公开的常规OFDM接收装置210的结构。
附图标记的说明101A/D变换单元102时钟发生单元103频率校正单元104同步模式相关单元105峰值检测单元106定时判定单元107同步模式间相位差检测单元108-1到108-V子带相关单元110码元间相位差检测单元112数据解调单元实施本发明的最优方式以下将参考附图来说明本发明的实施例。
图1是示出根据本发明的一个实施例的接收装置1的功能结构的框图。如图1中所示，接收装置1包括A/D转换单元101、时钟发生单元102、频率校正单元103、同步模式相关单元104、峰值检测单元105、定时判定单元106、同步模式间相位差检测单元107、第1到第V子带相关单元108-1到108-V(其中V至少是2或以上的整数)、码元间相位差检测单元110、子带间相位差检测单元111以及数据解调单元112。
图2示出接收装置1所接收的传输帧的示例。该传输帧包括同步码元串301和数据码元串302。同步码元串301包括c个同步码元S(其中c至少是2或以上的整数)。在同步码元串301中，同步码元S从领头的同步码元起被顺序表示为同步码元S1、同步码元S2、……、和同步码元Sc。每个同步码元S包括d个同步模式P(其中d至少是2或以上的整数)。d的值是基于同步码元所使用的子带的频率来确定的。在每个同步码元S中，同步模式从领头的同步模式起被顺序表示为同步模式P1、同步模式P2、……、同步模式Pd。同步码元串301是同步模式P重复d×c次所得到的信号。
参考图1和图2来说明接收装置1的操作的概要。
接收装置1对接收信号进行下变频，并将经下变频的接收信号输入到A/D变换单元101。A/D变换单元101基于时钟发生单元102所发生的时钟来对接收信号执行模/数转换。
被输入到A/D转换单元101的接收信号的中心频率有时会偏离期望的中心频率。这一频移主要是由发送方上变频时载频的偏移和/或接收方下变频时本机振荡频率的偏移引起的。以下，中心频率的偏移将被称为“载频误差”。
已被转换为数字信号的接收信号由频率校正单元103来进行频率校正。频率校正单元103基于在后续各级检测到的频率误差来校正接收信号的中心频率(以下称为“接收频率”)。
频率校正单元103所执行的频率校正的方法没有任何特定限制。例如，在A/D变换单元101所输出的经模/数转换的接收信号被表示为复数的情形中，频率校正单元103通过将接收信号乘以与频率误差相应的复正弦波来校正接收频率。或者，频率校正单元103可通过使用CORDIC算法直接改变接收信号的相位来校正接收频率。在接收信号被表示为实数的情形中，频率校正单元103可通过将接收信号乘以与频率误差相应的正弦波、并用滤波器从乘法运算结果中仅提取出所需信号来校正接收频率。或者，频率校正单元103可通过使用希耳伯特变换将接收信号转换为以复数表示的信号、并将接收信号乘以与频率误差相应的复正弦波来校正接收频率。
同步模式相关单元104取得频率校正单元103的输出与同步模式P之间的互相关，并将所取得的互相关作为同步模式相关值输出。由此，同步模式相关单元104在接收信号与同步模式P相互匹配时的定时处输出同步模式相关值的峰值。
峰值检测单元105检测同步模式相关单元104输出的同步模式相关值的峰值，并输出检测结果。以下，同步模式相关值达到峰值的时间将被称为“峰值定时”。以下将使用“峰值检测单元105输出峰值定时作为检测结果”的表述。
在产生载频误差的情形中，时间上彼此相邻的第一和第二峰值定时处的第一同步模式相关值和第二同步模式相关值的相位(第一和第二相位)不匹配并且相互偏移。以下，第一与第二相位之间的偏移将被称为“同步模式间相位差”。
同步模式间相位差检测单元107在峰值检测单元105输出的每个峰值定时处获取同步模式相关单元104输出的同步模式相关值。一旦获取了同步模式相关值，同步模式间相位差检测单元107即取得所获取的同步模式相关值的相位与前一定时处所获取的同步模式相关值的相位之间的差值，并将所取得的差值设为同步模式间相位差。在每个峰值定时处所取得的同步模式相关值的相位变化一般与载频误差对应。因此，载频误差可基于同步模式间相位差来粗略地估算。同步模式间相位差检测单元107基于同步模式间相位差来粗略地估算载频误差。
定时判定单元106基于峰值检测单元105输出的峰值定时来判定同步码元到达的预定定时。在此，假定有三种类型的预定定时，即，同步码元开始的同步码元开始定时、同步码元到达的同步码元定时、以及同步码元终止的同步码元终止定时。当在同步模式P的时间间隔处检测到峰值定时预定次数(在图2所示的示例中为d次)时，定时判定单元106判定同步码元已经开始，并且输出判定结果作为同步码元开始定时。当在同步模式P的时间间隔处不再检测到峰值定时时，定时判定单元106判定同步码元已经终止，并输出判定结果作为同步码元终止定时。定时判定单元106在同步码元开始定时起到同步码元终止定时之间的同步码元S的时间间隔处输出同步码元定时。
当从定时判定单元106输入了同步码元开始定时的时候，同步模式间相位差检测单元107保存目前所估算的粗略载频误差，并将所保存的粗略载频误差输入到频率校正单元103。
当从同步模式间相位差检测单元107输入了粗略载频误差时，频率校正单元103基于该粗略载频误差来校正其后所接收的接收信号的中心频率(接收频率)。
在检测到同步码元开始定时之后，中心频率经频率校正单元103校正的接收信号被输入到第1到第V子带相关单元108-1到108-V。
第v(v是1到V的整数)个子带相关单元108-v取得接收信号中所包括的第k个子带的码元与构成同步码元的第k个子带的已知码元之间的互相关。第v个子带相关单元108-v所取得的互相关将被称为“第v子带相关”。例如，假定第v个子带相关单元108-v将被分配第k个子带的基。第v个子带相关单元108-v将接收信号乘以第k个子带的基，并由此来提取接收信号中所包括的第k个子带的码元。第v个子带相关单元108-v取得所提取的第k个子带的码元与第k个子带的已知码元之间的互相关，并输出第v子带相关。
当同步码元开始定时到来时，频率校正单元103基于来自同步模式间相位差检测单元107的粗略载频误差来校正接收频率。但是，在有粗略载频误差无法校正的频率误差(以下称为“残留频率误差”)的情形中，所有子带的频率都因残留频率误差而偏移。各子带的频率偏移在每个码元时间于所有子带中引起相同量的相位旋转。“码元时间”是指一种类型的码元的时间间隔。在接收同步码元串301的情形中，同步码元S的时间间隔就是码元时间。
在时钟发生单元102输出的时钟的频率(以下称为“时钟频率”)有误差的情形中，在每个码元时间，于每个子带中引起与子带频率相应的相位旋转。
在每个码元时间，码元间相位差检测单元110就第一到第V子带相关单元108-1到108-V输出的第1到第V子带相关中的每一个，检测当前码元时间的相位与直接前一码元时间的相位之间的差值。码元间相位差检测单元110将所检测到的这些差值分别设为第1到第V码元间相位差。码元间相位差检测单元110对第1到第V码元间相位差平均化，并由此来估算残留频率误差。码元间相位差检测单元110保存估算的残留频率误差，并将残留频率误差输入到频率校正单元103。
频率校正单元103用残留频率误差来校正原先所估算的粗略频率误差，并校正其后所接收的接收频率。
码元间相位差检测单元110在每个码元时间将第1到第V码元间相位差输入到子带间相位差检测单元111。
子带间相位差检测单元111取得第1到第V子带的第1到第V码元间相位差中任意组合之间的差值，对所取得的差值平均化，并检测该平均值作为子带间相位差。子带间相位差检测单元111基于子带间相位差来检测与每个子带的频率相应的相位旋转量，并由此来估算时钟频率的误差(以下称为“时钟频率误差”)。当定时判定单元106检测到同步码元终止定时的时候，子带间相位差检测单元111保存估算的时钟频率误差，并将时钟频率误差输入到时钟发生单元102。
时钟发生单元102基于时钟频率误差来发生时钟，并校正采样在其后所接收的接收信号所使用的时钟频率。
在检测到同步码元终止定时之后，接收信号的采样时钟被校正，并且接收频率经校正的数据码元被输入到数据解调单元112。当定时判定单元106检测到同步码元终止定时的时候，数据解调单元112解调输入数据码元并输出接收数据。
接下来将说明每个单元的详细操作。
图3A和3B示出本实施例中所使用的同步码元S。同步码元S是通过合成相互正交并具有不同载频的多个子带码元而取得的码元。
图3A图示出同步码元S的频率轴表示。在图3A中有五个子带，但是中心子带没有被使用。各子带码元被位于预定的子带间隔1/Tp处。每个子带码元都被分配了预定的相位和振幅。各子带码元只需要是相互正交的，并且可以是使用诸如傅立叶级数等复正弦波的码元，或者是具有使用正交小波函数的波形的码元。
图3B图示出通过合成如图3A中所示的沿频率轴定位的各子带码元而取得的同步码元的时间轴表示。在子带间隔是1/Tp的情形中，一种模式沿时间轴以其倒数Tp为间隔重复出现。这一重复出现的模式就是同步模式。同步码元必须是通过合成至少两个子带码元而取得的码元。
将使用表达式来具体说明同步码元。在子带号为k、作为预定模式的子带复向量为ak，而正交基向量为bk的情形中，同步码元S由式1表示。在式1中，同步码元S是所有子带的akbk的合成信号。分配给每个子带码元的预定相位和振幅是基于子带复向量ak来确定的。
S=Σkakbk]]>式1相互正交的正交基向量可作为正交基向量bk来使用。式2是bk成为正交基向量的条件。
Σbibj*=1(i=j)0(i≠j)]]>式2例如，以下可作为正交基向量bk来使用式3所表示的离散傅里叶变换(DFT)的正交基向量、式4所表示的离散余弦变换(DCT)的正交基向量、以及式5所表示的离散小波变换(DWT)的正交基向量。
bk=exp(j2πkntN)]]>式3bk=cos(j2πkntN)]]>式4bk=Ψ(a0-knt-mb0)]]>式5在上式中，k是子带号(即，与子带的频率对应的值)，n是样本号，t是采样时间，N是点数(即，时域中表示样本数的值，以及频域中表示子带数的值)，a0-k是比例缩放系数，a0是常数，mb0是频移系数，m是整数，而b0是常数。
提供图4A、图4B和图4C来说明在产生了载频误差和时钟频率误差的状态下所接收的如图3A和图3B中所示的同步码元。
图4A示出未产生载频误差或时钟频率误差的情形。图4A的左图中的接收信号匹配图3A中的发送信号。由此，如图4A的右图中所示，在所有子带中，发送与接收之间的相位差是0。“发送与接收之间的相位差”是指在发送方被上变频之前的子带码元的相位与在接收方被降频变换之后的子带码元的相位之间的差值。
图4B示出在接收时产生了载频误差的情形。如图4B的左图中所示，由于载频误差，在所有子带中，接收信号都频移了相同的量。由于频移，接收方的每个子带码元的相位都被偏移。在所有子带中，子带码元的偏移量是相同的。由此，如图4B的右图中所示，在所有子带中，发送与接收之间的相位差是相同的。
图4C示出在接收时产生时钟频率误差的情形。当时钟频率偏移时，采样间隔也改变。因此，接收方的同步模式间隔变为Tpa。据此，接收信号的子带间隔是1/Tpa，而频移量与子带频率成比例地变化。结果，发送与接收之间的相位差如图4C的右图中所示地与子带频率成比例地变化。
因此，通过检测每个子带的发送与接收之间的相位差，就可估算载频误差和时钟频率误差。
同步模式相关单元104计算接收信号与以间隔Tp重复的同步模式之间的复相关值(同步模式相关值)。由此，复相关值(同步模式相关值)的峰值出现在接收信号的波形与同步模式的波形相互匹配时的定时。
在没有载频误差的情形中，复相关值(同步模式相关值)的相位不随时间推移而改变。
在有载频误差的情形中，会产生与载频误差相应的相位旋转。因此，在每个峰值定时，复相关值(同步模式相关值)的相位将会改变。通过求取在每个峰值定时，即在每个同步模式间隔Tp处的复相关值相位的变化量，就可取得等于或小于1/Tp的粗略载频误差。原因如下。当在时间间隔Tp处的相位差等于或大于±π时，就不能分辨相位旋转的方向(频率差的具有正值还是负值)。据此，在时间间隔Tp处能够检测到相位的范围是-π＜θ＜π。例如，当时间间隔Tp＝1[秒]时，在相位差是±π的情况下，相位每2[秒]旋转一次。这就是频率差是±0.5Hz的原因。据此，在此例中，可检测到频率误差的范围是1/Tp＝1Hz。因此，通过求取在每个同步模式间隔Tp处复相关值的相位变化量，就可取得等于或小于1/Tp的粗略载频误差。下限值取决于计算精度。
例如，将说明使用离散傅里叶变换的正交基的子带信号Sk。在子带Sk的频带是Wk的情况下，子带信号Sk由式6表示。
Sk=akejWknt]]>式6在此，载频误差是Δf，而由时钟频率误差引起的采样时间误差(以下简称为“时钟频率误差”)是Δt。在此情形中，接收子带信号rk由式7表示。
rk=akejWkn(t+Δt)ej2πΔfn(t+Δt)]]>式7发送子带信号Sk与接收子带信号rk之间的相关由式8表示。
式8在此，α在匹配发送信号Sk的码元间隔时达到最大。是在码元间隔处相位旋转量的平均值。
接收信号是所有子带信号Sk的合成信号。因此，同步模式相关单元104所取得的同步模式相关值对于所有子带而言都是式8的合成。从式8可理解，在没有载频误差Δf的情形中，同步模式相关值不会随时间推移而改变。还可理解，在有载频误差Δf的情形中，同步模式相关值中会产生与载频误差相应的相位旋转。在使用除离散傅立叶变换以外的其它类型的变换的正交基时也可同样地理解。
图5示出了同步模式间相位差检测单元107的操作。如图5中所示，接收信号是以同步模式间隔Tp重复的同步模式P。同步模式相关单元104输出接收信号与同步模式之间的相关值(同步模式相关值)。峰值检测单元105在同步模式相关值的峰值处输出峰值定时。
如图5中所示，在没有载频误差时，同步模式相关值的相位不会改变。反之，当有载频误差时，同步模式相关值的相位会改变。同步模式相关值相位的变化量与载频误差相对应。这可从例如式8理解。同步模式间相位差检测单元107基于同步模式相关值相位的变化量而取得等于或小于1/Tp的粗略载频误差。
同步模式间相位差检测单元107根据峰值定时取得邻接的同步模式之间的同步模式相关值之差作为同步模式间相位差，并将所取得的同步模式间相位差设为相位变化量。同步模式间相位差检测单元107将多个同步模式之间的相位变化量平均化，并基于平均化的相位变化量来估算载频误差。
当定时判定单元106检测到同步码元开始定时的时候，同步模式间相位差检测单元107保存基于在同步码元开始定时被检测到之前平均化的相位变化量的载频误差，并将所保存的载频误差输入到频率校正单元103。
频率校正单元103在同步码元开始定时被检测到之后，基于由同步模式间相位差检测单元107保存的载频误差来校正接收频率。
定时判定单元106基于峰值检测单元105的输出来确定同步码元的开始和终止。
图6示出在一个同步码元由四个重复的同步模式构成、而一个同步码元串由四个同步码元构成的情形中的同步模式相关值、峰值定时、同步码元开始定时、同步码元定时以及同步码元终止定时的示例。
当以同步模式间隔Tp检测到峰值定时预定次数时，定时判定单元106判定同步码元串已开始，并输出同步码元开始定时。在图6所示的示例中，定时判定单元106判定以同步模式间隔Tp检测到峰值定时四次的时间作为同步码元开始定时。
在输出了同步码元开始定时之后，定时判定单元106在每个同步码元间隔处输出同步码元定时。在图6所示的示例中，一个同步码元由四个重复的同步模式构成。因此，定时判定单元106以4Tp的间隔输出同步码元定时。
此后，当在同步模式间隔Tp处不再检测到峰值定时的时候，定时判定单元106判定同步码元串已终止，并输出同步码元终止定时。
在同步码元开始定时之后，粗略载频误差已被校正的接收信号被输入到第1到第V子带相关单元108-1到108-V。第1到第V子带相关单元108-1到108-V的每一个针对其所被分配到的相应子带来计算构成同步码元的一单元分的子带码元与接收信号之间的复相关，并由此取得相应子带的发送与接收之间的相位差。
各子带码元相互正交，并且具有不同的载频。据此，分配给第v个子带相关单元108-v的子带码元与分配给另一子带相关单元的子带码元之间的复相关为0。因此，第v个子带相关单元108-v所取得的相关值是第v个子带的发送与接收之间的相位差。
当定时判定单元106输出同步码元定时的时候，第v个子带相关单元108-v执行子带码元的相关计算。第v个子带相关单元108-v输出相关计算的结果作为第v子带相关。两个连续同步码元定时之间的周期，即同步码元间隔，比同步模式间隔Tp要长。通过以长于同步模式间隔Tp的同步码元间隔执行相关计算，就可检测到精确的相位差。原因是在相关计算的情形中，所要比较(积分)的样本个数越多，平均噪声的效果就越大，因此相关值的精度就可被提高。
第v个子带相关单元108-v是由诸如匹配滤波器等用于计算互相关的电路来实现的。在每个子带码元都是一具有单一频率的复正弦波的情形中，第v个子带相关单元108-v可通过单频DFT来计算互相关。或者，第v个子带相关单元108-v可通过DFT、DCT、DWT、滤波器组等来演算第v子带相关。使用任意类型的计算，都在预定时间周期上计算接收信号与已知子带信号的复共轭的逻辑乘积的积分。在使用DFT、DCT或DWT的情形中，第v个子带相关单元108-v仅需执行取出必要的子带的计算。
例如，式8中所示的相关ck是从第个v子带相关单元108-v输出的。
码元间相位差检测单元110在每个子带码元取得同步码元之间的子带相关的相位差(码元间相位差)。同步码元之间的子带相关的相位差将被称为“相位变化量”。码元间相位差检测单元110将检测到的相位变化量平均化，由此来检测残留频率误差。在此例中，码元间相位差检测单元110通过求取同步码元之间的子带相关的相位差来取得码元间相位差。取得子带相关相位差的间隔无需是同步码元间隔。码元间相位差检测单元110可通过以预定码元间隔求取子带相关的相位差来取得码元间相位差。
例如，在取得式8中所示的相关ck作为子带相关的情形中，第k个码元间相位差θk可根据式9来求取。在式9中，同步码元之间的码元间隔是T，并且式8中的α最大的时刻是mT。
=α2ej(WkΔtT+2πΔf(T+ΔtT)]]>θk=∠ck,n+1ck,n*=WkΔtT+2πΔf(T+ΔtT)]]>式9通过根据式9将所有子带的码元间相位差θk平均化，就可估算载频误差Δf，并由此求得残留频率误差。
图7示出在有两个子带相关单元的情形中的子带相关的相位以及码元间相位差的平均。
在每个同步码元定时，第一和第二子带相关单元108-1和108-2分别输出第一和第二子带相关。在此例中，假定频率相关单元103基于同步模式间相位差检测单元107所估算的粗略频率误差校正了频率，但是仍有残留频率误差。
在有残留频率误差的情形中，与残留频率误差相应的一定的相位旋转在所有子带中产生。这可从在式8的相关ck中，Δf存在于与子带Wk不相关的项中这一事实来理解。码元间相位差检测单元110以同步码元间隔求取每个子带的相位变化量(码元间相位差)，并将所有子带的相位变化量(码元间相位差)平均化。码元间相位差检测单元110基于平均化的相位变化量(平均化的码元间相位差)来求取残留频率误差。例如，假定Δt＝0，可将平均化的码元间相位差代入式9中的θk来求取Δf。
在图7中所示的示例中，同步码元间隔是4Tp。因此，码元间相位差检测单元110可检测等于或小于1/4Tp的载频误差。
当定时判定单元106输出同步码元终止定时的时候，码元间相位差检测单元110保存目前的平均化的残留频率误差，并将残留频率误差输入到频率校正单元103。频率校正单元103通过将先前所保存的载频误差加上同步码元终止定时之后所接收到的接收信号以便校正新近保存的残留频率误差，来校正接收频率。
码元间相位差检测单元110将每个子带在每个同步码元定时的相位变化量(码元间相位差)输入到子带间相位差检测单元111。
子带间相位差检测单元111比较由码元间相位差检测单元110在同步码元间隔所求得的任意子带的相位变化量(码元间相位差)。子带间相位差检测单元111基于比较结果来检测时钟频率误差。
例如，将说明码元间相位差被表示为式9中的θk的情形。θk的时间方向上的差值，即码元间相位差之间的子带间相位差θk+q-θk如式10所表示。
θk+q-θk＝[Wk+qΔtT+2πΔf(T+ΔtT)]-[WkΔtT+2πΔf(T+ΔtT)]＝(Wk+q-Wk)ΔtT式10通过根据式10来求取码元间相位差的子带间相位差，就可求取时钟频率误差Δt。
如式8中所示，包括时钟频率误差Δt的项包含子带Wk。据此，如参考图4C所说明的，当产生了时钟频率误差时，每个子带发送与接收间的相位差是不同的。每个子带发送与接收之间的相位差的变化度与该子带的频率成比例。
图8示出在有两个子带相关单元的情形中子带相关的码元间相位差、以及子带间相位差。码元间相位差检测单元110在每个同步码元定时将每个子带相关的相位变化量(码元间相位差)输入到子带间相位差检测单元111。在有时钟频率误差的情形中，从码元间相位差检测单元110输入的子带相关的相位变化量对于每个子带都是不同的。子带间相位差检测单元求取每两个子带之间的子带相关的相位变化量的差值(子带间相位差)，并将所取得的子带间相位差平均化以取得时钟频率误差。在式10的示例中，子带间相位差检测单元111求取任意子带组合之间的子带间相位差。更优选的是求取多个子带组合间的子带间相位差，并将其平均化。通过从任意频率间隔的子带间相位差取得多个相位变化(与图4C的右图中虚线的斜率相对应)，就可减少噪声的影响。
当定时判定单元106检测到同步码元终止定时的时候，子带间相位差检测单元111保存基于子带间相位差平均值的时钟频率误差，并将时钟频率误差输入到时钟发生单元102。
时钟发生单元102基于所保存的时钟频率误差来控制时钟频率。A/D转换单元101基于经校正的时钟频率来对在同步码元终止定时之后所接收到的接收信号进行采样。
在同步码元终止定时之后所接收到的数据码元的载频误差和时钟频率误差被校正，从而可减轻数据解调单元中的解调误差。
根据本发明，该接收装置首先基于比码元间隔短的同步模式间隔的相位差来检测载频误差，并校正接收频率误差。由此，粗略频率误差被校正。接下来，该接收装置基于子带码元的相关的相位变化来检测残留频率误差。因为在检测残留频率误差之际粗略载频误差已被校正，所以该接收装置可高精度地检测残留频率误差。该接收装置基于所检测到的残留频率误差来校正接收频率的误差。由此，即使是在载频误差较大时，该接收装置仍能高精度地校正载频误差。该接收装置基于每个子带的码元间相位差来求取子带间相位差，并基于子带间相位差来检测采样时钟频率误差，并校正采样时钟频率误差。由此，数据码元中的解调误差可被减低。该接收装置可使用同一个同步码元来检测定时、载频误差和时钟频率误差。因此，该接收装置可在短时间内建立与发送方的同步。
只要至少存在两个子带相关单元，就能够求得残留频率误差和时钟频率误差。
分配给子带相关单元子带无需相互邻接。甚至在使用相互不邻接的子带时，在求取子带间相位差之际，考虑到两个子带之间的带宽，子带间相位差检测单元111也能够求取子带间相位差，并由此检测时钟频率误差。在式10的示例中，子带间相位差检测单元111可通过将子带间相位差除以这两个子带之间的带宽来求取时钟频率误差。
以上通过使用离散傅里叶变换的正交基的数值表示来说明了本发明的原理。本发明适用于除使用离散傅立叶变换的正交基以外的其它系统。在这样的情形中，数值表示可确认本发明的实施可能。
在以上实施例中，码元间相位差检测单元110在每个同步码元定时进行子带相关的相位的比较。相位比较的间隔可以是可变的。当相位比较的间隔较短时，码元间相位差检测单元110可检测的载频误差范围较广。反之，当相位比较的间隔较长时，码元间相位差检测单元110可检测的载频误差精度较高，但检测范围较窄。据此，在频率误差较大的情形中，例如在接收装置操作开始时，码元间相位差检测单元110可在例如每个同步码元定时进行相位比较，从而可检测的载频误差范围较广。当由于此后多次接收到传输帧而导致频率误差变小时，码元间相位差检测单元110可在例如传输帧间隔的每个同步码元定时进行相位比较，从而可检测的载频误差范围较窄但精度较高。例如，当相位比较间隔Tc＝1[秒]时，在存在最高达π的相位差的情况下，最多可检测到0.5Hz的频率误差。当相位比较间隔Tc＝0.1[秒]时，在存在最高达π的相位差的情况下，最多可检测到5Hz的频率误差。在相位比较间隔Tc＝10[秒]时，在存在高达π的相位差的情况下，最多可检测到0.05Hz的频率误差。当相位差等于或小于Δφ时，可能不能在实际精度检测到相位差。即使是在频率误差相对较小、并且在某个相位比较间隔Tc中相位差等于或小于Δφ的时候，也可通过将Tc乘以u来使相位差大于Δφ。从而码元间相位差检测单元110可检测到相位差。码元间相位差检测单元110可通过将所获得的值除以u来估算载频误差。
根据本发明的接收装置对于接收已使用正交小波函数进行多载波调制的数据码元串是有效的。在使用正交小波函数的多载波调制中，可使子载波间隔窄于OFDM调制的子载波间隔。当子载波间隔较窄时，旁瓣就更加陡峭。这使得要使用导频信号来校正很大范围的载频误差和时钟频率误差很困难。原因是当子载波间隔较窄时，需要在子载波分离计算(诸如傅立叶变换等正交变换)前完成较高精度的频率校正才能在不引起子带间干扰的情况下将子带相互分离。在仅仅使用埋设在数据码元中的导频信号的频率误差检测中，频率误差的检测范围大约是子载波间隔的几分之一。这就是根据本发明的使用同步码元串的频率误差校正对于接收已使用正交小波函数进行多载波调制的数据码元很有效的原因。
本实施例中的每个功能块仅需被实现为能执行该功能块的功能的装置。这些功能块可在一个硬件或多个硬件中实现。
本实施例中的接收装置可作为软件来提供。具体而言，能够使通用计算机设备执行图9中所示的操作的程序被存储在接收装置中的存储介质上。通过使计算机设备执行该程序，即可实现本实施例中的接收装置。
图9是示出执行本实施例中的程序时接收装置的操作的流程图。以下将参考图9来描述当执行本实施例中的程序时接收装置的操作。
首先，接收装置求取接收信号R与同步模式P之间的相关，并将此相关设为同步模式相关值(步骤S101)。接着，接收装置求取同步模式相关值的大小达到最大时的定时，并将此定时设为峰值定时(步骤S102)。然后，接收装置在每个峰值定时求取直接前一峰值定时处同步模式相关值的相位与当前定时处同步模式相关值的相位之间的差值作为同步模式间相位差(步骤S103)。
接收装置确定是否已检测到峰值定时T预定次数。当已检测到峰值定时T预定次数时，接收装置判断同步码元开始定时已到来。接收装置将目前所求得的同步模式间相位差平均化，基于该平均化的值来估算粗略载频误差，并保存估算的粗略载频误差(步骤S104)。步骤S101到S104中的处理是对同步码元串的前半部分执行的。
一旦保存了粗略载频误差，接收装置即基于粗略载频误差来校正后续的接收信号的频率。
接下来，接收装置在每个同步码元定时到来时求取子带码元与频率经校正的接收信号之间的相关，并将此相关设为子带相关(步骤S106)。子带相关是针对至少两个子带码元来求取的。
然后，接收装置在预定码元间隔(例如，在同步码元间隔)求取直接前一定时处子带相关的相位与当前定时处子带相关的相位之间的差值，并将此差值设为码元间相位差(步骤S107)。码元间相位差是针对至少两个子带码元来求取的。
接着，接收装置求取在步骤S107中所求得的子带码元间相位差之间的差值，并将此子带间的差值设为子带间相位差(步骤S108)。
然后，当同步模式相关值的峰值不再到来时，接收装置判断同步码元串已终止，将目前所求得的子带间相位差平均化，并估算时钟频率误差(步骤S109)。
接下来，接收装置将目前所求得的码元间相位差平均化以求取残留频率误差(步骤S110)。步骤S105到S110中的处理是在接收同步码元的后半部分时执行的。
然后，接收装置使用基于在步骤S109求得的时钟频率误差而校正的时钟来对此后所输入的信号进行采样(步骤S111)。
接着，接收装置基于在步骤S110求得的残留频率误差来校正所采样的信号的频率(步骤S112)。
接下来，接收装置解调在步骤S112经过频率校正的信号(步骤S113)，并终止处理。步骤S111到S113的处理是在接收数据码元串时执行的。
如上所述，本实施例中的接收装置可被实现为软件。
图1中所示的功能块可被实现为LSI，即一种集成电路。这些功能块可被集成到一块芯片中。这些功能块中的一部分或者全部可被集成到一块芯片中。“LSI”根据集成度可被称为“IC”、“系统LSI”、“超大规模集成电路”或者“极大规模集成电路”。集成的方法并不局限于集成到一个LSI中，这些功能块可被集成到一专用电路或通用处理器中。或者可使用在LSI制造后可编程的FPGA(现场可编程门阵列)，或是LSI内部的电路单元的连接或设定的可重新配置的处理器。当半导体技术的发展和从此派生的其它技术带来了可代替LSI的集成技术时，这些功能块可使用这些技术来集成。例如生物技术的应用是可能的。
以上对本发明进行了详细说明，以上说明在所有方面都是示例性而非限定性的。应理解可发明出许多其它的改良和变形，但不会脱离本发明的范围。
产业实用性根据本发明的接收装置即使在载频误差较大时也可使用多载波同步前置码在短时间里执行码元同步、载频同步和时钟频率同步，并且对于有线或无线传输装置等都是有用的。
权利要求
1.一种接收装置，用于接收包括插入在数据码元串之前的、将同步码重复多次的同步码元串的传输帧，其中所述同步码元是通过合成相互正交并且具有不同载频的多个子带码元所取得的码元；所述多个子带码元的载频位于相等的预定频率间隔之处；所述同步码元包括以所述预定频率间隔的倒数为周期重复的同步模式；所述接收装置包括时钟发生单元，用于发生采样时钟；模/数转换单元，用于基于由所述时钟发生单元所发生的采样时钟来对所述传输帧进行采样，并对所述传输帧进行模/数转换；频率校正单元，用于校正所述模/数转换单元的输出的频率；同步模式相关单元，用于取得所述频率校正单元的输出与所述同步模式之间的相关，并将所述相关作为同步模式相关值输出；峰值检测单元，用于检测所述同步模式相关单元的输出的峰值，并将所述峰值作为峰值定时输出；定时判定单元，用于基于从所述峰值检测单元输出的峰值定时来输出所述同步码元内的预定定时；同步模式间相位差检测单元，用于根据所述定时判定单元的输出和从所述峰值检测单元输出的峰值定时来检测从所述同步模式相关单元输出的同步模式相关值的相位的变化量，并基于所述同步模式相关值的相位的变化量来估算所述模/数转换单元输出的频率的误差；多个子带相关单元，其每一个都用于取得所述多个子带码元之中被分配给该子带相关单元的子带码元与所述频率校正单元的输出之间的相关，并将所述相关作为子带相关输出；码元间相位差检测单元，用于根据所述定时判定单元的输出来取得所述多个子带相关单元中的每一个所输出的子带相关的预定码元间隔处的相位差，将所述相位差作为码元间相位差输出，并基于所述码元间相位差来估算所述模/数转换单元的输出的频率误差；子带间相位差检测单元，用于根据所述定时判定单元的输出来检测在所述子带之中，从所述码元间相位差检测单元输出的码元间相位差的相位差作为子带间相位差，并基于所检测到的子带间相位差来估算所述采样时钟的误差；以及数据解调单元，用于根据所述定时判定单元的输出来解调所述频率校正单元的输出；所述频率校正单元基于由所述同步模式间相位差检测单元估算的频率误差来校正所述模/数转换单元的输出的频率，然后基于由所述码元间相位差检测单元估算的频率误差来校正所述模/数转换单元的输出的频率；并且所述时钟发生单元基于由所述子带间相位差检测单元估算的误差来校正所述采样时钟的频率。
2.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述定时判定单元当在所述同步模式间隔检测到从所述峰值检测单元输出的峰值定时预定次数时，输出所述同步码元串的开始定时，并且当在所述同步模式间隔不再检测到所述峰值定时的时候，输出所述同步码元串的终止定时。
3.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，所述同步模式间相位差检测单元将所述同步模式校正值的相位的变化量平均化，估算所述模/数转换单元的输出的频率误差，并在所述定时判定单元输出所述开始定时的时候，终止所述平均化并将所估算的频率误差输入到所述频率校正单元。
4.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，当所述定时检测单元输出所述开始定时的时候，所述码元间相位差检测单元将所述码元间相位差平均化，并估算所述模/数转换单元的输出的频率误差。
5.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述码元间相位差检测单元在频率误差大时缩短所述预定码元间隔，而在频率误差小时延长所述预定码元间隔。
6.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述子带间相位差检测单元将所述子带间相位差平均化，并估算所述采样时钟的误差。
7.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述数据码元串使用正交小波函数来进行多载波调制。
8.一种集成电路，用于接收包括插入在数据码元串之前的、将同步码元重复多次的同步码元串的传输帧，其中所述同步码元是通过合成相互正交并且具有不同载频的多个子带码元所取得的码元；所述多个子带码元的载频位于相等的预定频率间隔处；所述同步码元包括以所述预定频率间隔的倒数为周期重复的同步模式；所述集成电路包括时钟发生单元，用于发生采样时钟；模/数转换单元，用于基于由所述时钟发生单元所发生的采样时钟来对所述传输帧进行采样，并对所述传输帧进行模/数转换；频率校正单元，用于校正所述模/数转换单元的输出的频率；同步模式相关单元，用于取得所述频率校正单元的输出与所述同步模式之间的相关，并将所述相关作为同步模式相关值输出；峰值检测单元，用于检测所述同步模式相关单元的输出的峰值，并将所述峰值作为峰值定时输出；定时判定单元，用于基于从所述峰值检测单元输出的峰值定时来输出所述同步码元内的预定定时；同步模式间相位差检测单元，用于根据所述定时判定单元的输出和从所述峰值检测单元输出的峰值定时来检测从所述同步模式相关单元输出的同步模式相关值的相位的变化量，并基于所述同步模式相关值的相位的变化量来估算所述模/数转换单元输出的频率的误差；多个子带相关单元，其每一个都用于取得所述多个子带码元之中被分配给该子带相关单元的子带码元与所述频率校正单元的输出之间的相关，并将所述相关作为子带相关输出；码元间相位差检测单元，用于根据所述定时判定单元的输出来取得所述多个子带相关单元中的每一个所输出的子带相关的预定码元间隔的相位差，将所述相位差作为码元间相位差输出，并基于所述码元间相位差来估算所述模/数转换单元的输出的频率的误差；子带间相位差检测单元，用于根据所述定时判定单元的输出来检测在所述诸子带之中，从所述码元间相位差检测单元输出的码元间相位差的相位差以作为子带间相位差，并基于所检测到的子带间相位差来估算所述采样时钟的误差；以及数据解调单元，用于根据所述定时判定单元的输出来解调所述频率校正单元的输出；所述频率校正单元基于由所述同步模式间相位差检测单元估算的频率误差来校正所述模/数转换单元的输出的频率，然后基于由所述码元间相位差检测单元估算的频率误差来校正所述模/数转换单元的输出的频率；以及所述时钟发生单元基于由所述子带间相位差检测单元估算的误差来校正所述采样时钟的频率。
9.一种接收包括插入在数据码元串之前的、将同步码元重复多次的同步码元串的传输帧的方法，其中所述同步码元是通过合成相互正交并且具有不同载频的多个子带码元所取得的码元；所述多个子带码元的载频位于相等的预定频率间隔处；所述同步码元包括以所述预定频率间隔的倒数为周期重复的同步模式；以及所述方法包括对传输帧进行采样和模/数转换；取得经模/数转换的信号与所述同步模式之间的相关，并将所述相关设置为同步模式相关值；检测所述同步模式相关值的峰值，并将所述峰值设置为峰值定时；基于所述峰值定时检测所述同步码元内的预定定时；根据所述预定定时和所述峰值定时来检测同步模式相关值的相位变化量，并基于所述同步模式相关值的相位的变化量来估算模/数转换单元的输出的频率的误差；取得所述多个子带码元之中至少两个子带码元中的每一个与经频率校正的信号之间的相关，并将所述相关设置为至少两个子带相关；根据所述预定定时取得每个所述子带相关的预定码元间隔的相位差，并将所述相位差设置为码元间相位差；基于所述码元间相位差来估算所述模/数转换单元的输出的频率的误差；根据所述预定定时将所述诸子带之中所述码元间相位差的相位差设置为子带间相位差；基于所述子带间相位差来估算所述采样时钟的误差；基于根据所述同步模式相关值的相位的变化量所估算的频率的误差来校正所述经模/数转换的信号的频率；基于根据所述码元间模式相位差所估算的频率的误差来校正所述经模/数转换的信号的频率；基于根据所述子带间相位差所估算的所述采样时钟的误差来校正所述采样时钟的频率；以及解调校正后的经模/数转换的信号。
全文摘要
一种接收装置接收在数据码元串之前插入了具有重复的同步码元的同步码元串的传输帧。该同步码元串是具有不同载频的子带码元的合成信号。每一子带码元的被排列在相等的间隔处。该同步码元具有重复的同步模式。该接收装置从同步模式相关值的相位差检测粗略载频误差并校正该频率，然后从子带码元间相位差检测残留频率误差并校正该频率。该接收装置从子带间相位差检测采样时钟频率误差并校正该频率。由此，可减少数据码元的解调误差。
文档编号H04L27/26GK1914839SQ20058000376
公开日2007年2月14日 申请日期2005年4月12日 优先权日2004年4月14日
发明者白方亨宗, 尾本幸宏, 浦部嘉夫, 原田泰男 申请人:松下电器产业株式会社