发送装置、接收装置及无线通信方法

专利名称：发送装置、接收装置及无线通信方法
技术领域：
本发明涉及发送装置、接收装置及无线通信方法，特别涉及在多路径环 境下所使用的发送装置、接收装置及无线通信方法。
背景技术：
一般在多路径环境下的无线通信中，由于相同信号在不同通道的多个路 径被传输，因此在接收端直接波和延迟波被混合接收。因而产生作为无线通 信的高速化/宽带化的障碍的码间干扰。
为抑制码间干扰，近年来被称为块传输方式的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,正交步贞分复用)方式和SC(Single Carrier,单 载波)方式备受瞩目。在这些方式中，例如如图1所示，在信号的各个码元SI ~ S4之间插入保护区间Gil ~GI4。由于保护区间Gil GI4分别是接续其后的 码元SI ~ S4的末端部分的复制，因此各个保护区间的末端和各个码元的开头 成为连续的波形，并具有循环性。
这样，通过在所有的码元之间插入保护区间，在接收端能够截取不受码 间干扰的影响的码元部分，并能够仅以线性运算除去多路径环境的影响。此 时，通过增加保护区间的长度，能够无视于更长的延迟波的影响，提高多路 径环境的影响的除去效果。
另一方面，由于保护区间是不包含应传输信息的冗余分量，从传输效率 的观点而言，最好是尽可能的短。因此，例如在专利文献1中，公开了在OFDM 方式中将保护区间的长度调整到恰到好处的技术。特开2004-282182号公报

发明内容
发明需要解决的问题
然而，保护区间是为了抑制码元之间的码间干扰而配置在所有码元之间， 因此有下述问题，即，要降低信号整体的保护区间的比例有一定的限度。换 言之，为了减少某个码元的延迟波对下一个码元造成的影响，必须在所有的 码元之间配置保护区间，其结果，在信号整体包含了一定程度以上的冗余分量。
本发明的目的在于提供发送装置、接收装置及无线通信方法，能够在抑 制码间干扰的同时，进一步降低冗余分量在信号中所占的比例，并提高传输 效率。
解决该问题的方案
本发明的发送装置采用的结构包括第一生成单元，从信息数据生成多 个信息码元；第二生成单元，从已知且不变的图案的导频数据生成导频码元； 附加单元，仅在所述导频码元的前面附加保护区间；以及发送单元，发送信 号，该信号为在附加了保护区间的导频码元之后接续所述多个信息码元的帧 结构。
根据该结构，由于保护区间仅被附加在导频码元中，在信息码元中没有 被附加保护区间的帧结构的信号被发送，因此能够进一步降低冗余分量在信 号所占的比例，从而能够提高传输效率。另外，在接收端，能够进行使用导 频码元的线路估计和频率均衡，变得即使没有保护区间也能够除去延迟波， 能够抑制码间干扰。
本发明的接收装置采用的结构包括接收单元，接收信号，该信号为在 由已知且不变的图案的导频数据组成的导频码元之后接续多个信息码元的帧 结构；计算单元，使用与所述导频码元对应的导频区间，计算与所述导频区 间以上的时间长度对应的每个频率的线路估计值；以及除去单元，使用计算 出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的信息码元区间中包含的 延迟波。
根据该结构，由于使用导频码元进行线路估计，并求信息码元区间的线 路估计值而除去延迟波，所以即使没有保护区间也能够抑制码间干扰。另夕卜， 在发送端不需要附加保护区间，能够进一步降低冗余分量在信号所占的比例， 并提高传输效率。
本发明的无线通信系统包括发送装置和接收装置，所采用的结构为，所 述发送装置包括第一生成单元，从信息数据生成多个信息码元；第二生成 单元，从已知且不变的图案的导频数据生成导频码元；以及发送单元，发送 信号，该信号为在所述导频码元之后接续所述多个信息码元的帧结构，所述
接收装置包括接收单元，接收所述帧结构的信号；估计单元，使用与所述 导频码元对应的导频区间进行线路估计；插值单元，在频率轴上对所述线路 估计的结果进行插值，求线路估计值；以及除去单元，使用求出的线路估计 值，除去在与所述多个信息码元对应的信息码元区间中包含的延迟波。
本发明的无线通信方法用于具有发送装置和接收装置的无线通信系统， 所述发送装置包括以下步骤从信息数据生成多个信息码元；从已知且不变 的图案的导频数据生成导频码元；以及发送信号，该信号为在所述导频码元 之后接续所述多个信息码元的帧结构，所述接收装置包括以下步骤接收所 述帧结构的信号；使用与所述导频码元对应的导频区间进行线路估计；在频 率轴上对所述线路估计的结果进行插值，求线路估计值；以及使用求出的线 路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的信息码元区间中包含的延迟波。
根据这些步骤，发送装置发送帧结构为在导频码元之后接续多个信息码 元的信号，接收装置通过插值求介于导频码元之间的信息码元区间的线路估 计值并除去延迟波，因此即使没有保护区间也能够抑制码间千扰，同时不需 要附加保护区间，进一步降低冗余分量在信号中所占的比例，并提高传输效 率。
发明的有益效果
根据本发明，能够在抑制码间干扰的同时进一步降低冗余分量在信号中 所占的比例，并提高传输效率。


图l是表示插入了保护区间的信号的一个例子的图。
图2是表示本发明实施方式1的发送装置的主要结构的方框图。
图3是表示实施方式1的接收装置的主要结构的方框图。图4是表示实施方式1的发送信号的结构例子的图。
图5A是表示实施方式1的长FFT对象区间的一个例子的图。
图5B是表示实施方式1的长FFT对象区间的其他例子的图。
图6是表示信号的冗余分量的比较结果的图。
图7是表示本发明实施方式2的接收装置的主要结构的方框图。
图8是表示实施方式2的发送信号的结构例子的图。
图9是表示实施方式2的长FFT对象区间的一个例子的图。
图10A是表示实际的线路状态和线路估计值的一个例子的图。
图10B是表示实际的线路状态和线路估计值的其他例子的图。
图11是表示本发明实施方式3的接收装置的主要结构的方框图。
图12A是说明实施方式3的一个处理的图。
图12B是说明实施方式3的另一个处理的图。
图13是表示实施方式3的线路估计值计算结果的一个例子的图。
图14是表示本发明实施方式4的接收装置的主要结构的方框图。
图15A是表示本发明实施方式5的延迟分布创建单元的内部结构的方框图。
图15B是说明实施方式5的FIR的内部结构的图。
图16是表示本发明实施方式6的发送装置的主要结构的方框图。
图17是表示实施方式6的接收装置的主要结构的方框图。
图18是表示实施方式6的延迟波除去单元的内部结构的方框图。
图19A是表示实施方式6的配置图案的一个例子的图。
图19B是表示实施方式6的配置图案的其他例子的图。
图19C是表示实施方式6的配置图案的另 一个其他例子的图。
具体实施例方式
下面，参照附图详细说明本发明的实施方式。 (实施方式1)
本发明的实施方式1的特征在于，在OFDM方式中，每隔多个信息码元 周期性地插入相同的导频码元，并4又在导频码元中附加保护区间。
图2是表示实施方式1的发送装置的主要结构的方框图。图2所示的发 送装置包括S/P(Serial/Parallel)变换单元101、 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:快速傅立叶逆变换)单元102、 R(Ramp:倾斜区间)插入单元103、 S/P变换单元104、 IFFT单元105、 GI(Guard Interval:保护区间)插入单元106、 时分合成单元107、以及正交调制单元108。
S/P变换单元101对信息数据进行S/P变换，并将相当于副载波数的并行 的数据输出到IFFT单元102。
IFFT单元102将并行的数据分别分配到频率相互正交的副载波，并在进 行快速傅立叶逆变换后进行P/S变换，将获得的时域的信息码元输出到R插
入单元103。
R插入单元103在信息码元的开头和末端插入振幅逐渐增减的倾斜区间， 抑制与前后码元之间的波形不连续的现象。
S/P变换单元104对图案为已知且不变的导频数据进行S/P变换，并将相 当于副载波数的并行的数据输出到IFFT单元105。
IFFT单元105将并行的数据分别分配到频率相互正交的副载波，并在进 行快速傅立叶逆变换后进行P/S变换，将获得的时域的导频码元输出到GI插 入单元106。
GI插入单元106将导频码元的末端部分复制到开头，插入保护区间。另 外，这里的保护区间可以包含与信息码元同样的倾斜区间。
时分合成单元107 —面以时分切换来自R插入单元103输出和来自GI 插入单元106的输出并一面输出到正交调制单元108，决定信息码元和导频 码元的时间上的排列。此时，时分合成单元107首先输出一个来自GI插入单 元106的导频码元之后，输出多个来自R插入单元103的信息码元，之后依 序输出一个导频码元和多个信息码元。
正交调制单元108将以时分合成单元107输出的一个导频码元和多个信 息码元作为1帧的OFDM信号调制到无线频带后，通过天线发送。
图3是表示实施方式1的接收装置的主要结构的方框图。图3所示的接 收装置包括正交解调单元201、长FFT(Fast Fourier Transform:快速傅立叶 变换)对象区间获得单元202、长FFT单元203、频率均衡单元204、长IFFT 单元205、导频区间获得单元206、 FFT单元207、线路估计单元208、插值 单元209、 GI . R除去单元210、 FFT单元211、数据判定单元212、以及 P/S(Parallel/Serial)变换单元213。
正交解调单元201通过天线接收OFDM信号，并解调到基带。
长FFT对象区间获得单元202 /人接收到的OFDM信号获得长FFT对象 区间，该区间为使用导频码元除去延迟波的对象的区间。具体而言，长FFT 对象区间获得单元202将从紧接在某个导频码元之后的包含倾斜区间的信息 码元开始至插入在下一个导频码元的开头的保护区间为止的区间作为长FFT 对象区间来获得。另外，长FFT对象区间获得单元202也可以将从某个导频 码元开始至插入在下一个导频码元的开头的保护区间为止的区间作为长FFT 对象区间来获得。
长FFT单元203对长FFT对象区间进行快速傅立叶变换，将时域的信号 变换为频域的信号。
频率均衡单元204使用后述的线路估计值的插值结果进行长FFT对象区 间的频率均衡，除去与延迟波对应的频率分量。
长IFFT单元205对频率均衡后的长FFT对象区间进行快速傅立叶逆变 换后进行P/S变换，将频域的信号恢复成与接收到的OFDM信号同样的时域 的信号。
上述的长FFT对象区间获得单元202、长FFT单元203、频率均tf单元 204以及长IFFT单元205形成延迟波除去单元。换言之，即使在各个信息码 元之间没有保护区间，也对长FFT对象区间进行频率均衡，并除去与延迟波 对应的频率分量，从而码间干扰净皮抑制。
导频区间获得单元206从接收到的OFDM信号获得与导频码元对应的导 频区间。
FFT单元207对获得的导频区间进行快速傅立叶变换(或离散傅立叶变 换)，将时域的信号变换为频域的信号。
线路估计单元208使用变换成频域的信号的导频区间进行各个副载波的 线路估计，将获得的线路估计值输出到插值单元209。
插值单元209通过例如样条插值和线性插值等插值算法在频率轴上对从 导频区间获得的线路估计值进行插值。另外，在此获得的线路估计值的插值 结果用于上述的频率均衡单元204中的频率均衡。对导频区间进行快速傅立 叶变换时，在与采样频率相等的频带内可获得与l码元对应的样本数的频率 分量，但在对长FFT对象区间进行快速傅立叶变换时，在相同频带内存在更 多的频率分量。因此，在进行频率均衡时，必须对导频区间的线路估计值进 行插值，以在频率轴上获得更密集的线路估计值。
对象区间中除去保护区间和倾斜区间(Ramping )。
FFT单元211对除去保护区间和倾斜区间而获得的各个信息码元分别进 行快速傅立叶变换，从各个信息码元获得每个副载波的数据。
对于各个信息码元，数据判定单元212对每个副载波的数据进行数据判 定，并将分配给各个副载波的信息数据并行地输出到P/S变换单元213。
P/S变换单元213对分配给各个副载波的信息数据进行P/S变换，将串行
的信息数据输出。
接着，参照图4和图5说明如上构成的发送装置和接收装置的动作。 首先，由发送装置的S/P变换单元104将导频数据S/P变换为相当于副 载波数的并行数据，并行数据被分配给各个副载波后由IFFT单元105进行快 速傅立叶逆变换。结果，生成如图4所示的导频码元(在图中以"P"表示)， 由GI插入单元106将导频码元的末端部分复制到开头，并插入保护区间(在 图中以"GI"表示)。导频码元在图2所示的发送装置以及图3所示的接收装 置双方中为已知信号。另外，作为导频码元，只要能用于线路估计，可以是 任何信号，但在此为如上述经OFDM调制的信号。
即，在本实施方式中，接收装置将从紧接在某个导频码元之后的包含倾斜区 间的信息码元开始到插入在下一个导频码元的开头的保护区间为止的区间作 为长FFT对象区间，并对该区间进行快速傅立叶变换，以使该长FFT对象区 间为在换算成快速傅立叶变换的样本数时能成为2的幂次方个(或其整数倍) 的方式决定保护区间长度较为理想具体而言，例如导频码元和信息码元分别 为256个样本且倾斜区间分别为4个样本，以使(256+4) x (n+l)+(保护区间长 的样本数)成为2的幂次方(或其整数倍)的方式，由GI插入单元106决定保护 区间的长度较为理想。由此能够高效率地进行长FFT对象区间的频率均衡。 尤其在长FFT对象区间的样本数为1码元的样本数的整数倍时，能够通过组 合多个对1码元的常规的快速傅立叶变换用电路(或重复使用)而轻易地实现 对长FFT对象区间的快速傅立叶变换，因此能够减少电路规模。
另一方面，信息数据由发送装置的S/P变换单元101被S/P变换为相当 于副载波数的并行数据，并行数据被分配给各个副载波后由IFFT单元102进 行快速傅立叶逆变换。结果，生成如图4所示的信息码元(在图中以"S, ~ "Sn，，表示)，R插入单元103在各个信息码元之间插入倾斜区间(在图中以"R，， 表示)。在本实施方式中，由于在信息码元之间没有插入保护区间，因此能够 大幅度地降低冗余分量在整个信号中所占的比例。另外，由于倾斜区间的长 度与保护区间长度相比短到可以将其忽略，因此不会增加冗余分量在整个信 号中所占的比例。
通过一面切换对时分合成单元107的输入一面输出这些被插入了保护期 间的导频码元和被插入了倾斜区间的信息码元，成为如图4最下段所示的帧
结构的OFDM信号输出到正交调制单元108。
然后，由正交调制单元108将OFDM信号调制到无线频带，通过天线发送。
发送的OFDM信号通过接收装置的天线被接收，并由正交解调单元201 解调到基带。然后，由导频区间获得单元206从变成基带的OFDM信号中获 得与导频码元对应的导频区间的信号(以下简称为"导频区间，，)。
获得的导频区间由FFT单元207进行快速傅立叶变换，各个副载波的数 据被输出到线路估计单元208。然后，线路估计单元208估计与导频码元对 应的每个副载波的传播路径上的变动，求每个副载波的线路估计值。具体而 言，使作为导频码元发送的发送信号为x，并使在该发送信号x受到衰落的 影响后接收的接收信号为y,在发送信号x的快速傅立叶逆变换前的信号X 和接收信号y的快速傅立叶变换后的信号Y之间具有下式(l)的关系。
Y = H' X■ , ■ ( 1 )
其中，在式(1)中，H表示线路估计值。因此，若将实际的接收信号的快 速傅立叶变换结果(相当于式(l)的Y)除以已知的导频凄t据(相当于式(l)的X), 则可求线^^估计值。
导频码元的每个副载波的线路估计值被输出到插值单元209，通过插值 (例如样条插值和线性插值)求在频率方向上密集的线路估计值。通过插值获得 的线路估计值被输出到频率均衡单元204。
另 一方面，长FFT对象区间获得单元202从OFDM信号获得作为通过频 率均衡除去延迟波的对象的长FFT对象区间。具体而言，如图5所示，获得 在某个帧的导频码元301和下一个帧的导频码元302之间的区间303作为长 FFT对象区间。另外，长FFT对象区间的长度，如上所述，最好在将其换算 成快速傅立叶变换的样本数时为2的幂次方个。
另外，如图5B所示，作为长FFT对象区间，可获得包含导频码元301 的区间304。因此，只要区间303和区间304的其中一个为与上述的2的幂 次方个(或其整数倍)的样本数相等的长度，使该区间为长FFT对象区间即可。 这里，图5A和图5B所示的导频码元301和302与导频区间获得单元206获 得的导频区间中包含的导频码元相同。
然后，长FFT单元203对长FFT对象区间进行快速傅立叶变换，将时域 的信号变换为频域的信号。在本实施方式中，由于在信息码元之间没有插入 保护区间，因此在这个时间点的信号中混合有延迟波，即使在频域的信号中 也包含与延迟波对应的频率分量。
该快速傅立叶变换后的信号被输出到频率均衡单元204,使用从插值单 元209输出的每个副载波的线路估计值进行频率均衡。具体而言，基于快速 傅立叶变换后的信号Y，和通过插值单元209的插值求出的线路估计值H，，可 使用下式(2)求出除去衰落的影响之后的信号X，。
X,= Y，/H, …，(2 )
通过上述方式除去与延迟波对应的频率分量的信号X，通过长IFFT单元 205再次恢复成时域的信号。在这个时间点的信号中没有混合延迟波，即使 没有保护区间也能够抑制码间干扰。
FFT对象区间中，除去保护区间和倾斜区间，仅将信息码元输出到FFT单元 211。 FFT单元211对信息码元按每一个码元进行快速傅立叶变换，获得每个 副载波的数据。然后，数据判定单元212对每个副载波的数据进行数据判定， 并由P/S变换单元213将获得的并行的信息数据变换为串行的信息数据并输 出。
这样，即使不在信息码元之间插入保护区间，也能够除去延迟波并抑制 码间干扰，同时如图6所示，能够提高传输效率。图6是在使保护区间长度 改变的情况下，比较在信息码元之间插入保护区间的以往方式和不在信息码 元之间插入保护区间的实施方式1的方式的帧长度和开销率的表，数值仅是 其中的一个例子(作为参数，假设釆样频率500ns, 1码元长度256个样本， 倾斜长度4个样本，1帧内的信息码元数14)。如该图所示，保护区间长度为 5ps时，相对于在以往方式中帧长度在换算为快速傅立叶变换的样本数时为 4200个样本，在实施方式l的方式中，帧长度为3910个样本。并且，表示 冗余分量的比例的开销率在以往方式中为15%左右，但在实施方式1的方式 中则维持在8%左右。另外，保护区间长度为30las时，在开销率产生了大约 三倍的差距。
如上所述，根据本实施方式，发送装置不在信息码元之间附加保护区间， 而是周期性地插入已知且相同的导频码元，并仅对导频码元附加保护区间进 行发送。并且，接收装置使用导频码元求信息码元的线路估计值，对信息码 元进行频率均衡而除去延迟波。因此，能够在抑制码间干扰的同时进一步降
低冗余分量在信号中所占的比例，并提高传输效率。
另外，在本实施方式中，虽然仅在导频码元的开头插入保护区间，但也 可以不在导频码元中插入保护区间。也就是说，只要周期性地在信息码元之 间插入已知且相同的导频码元，就能够在接收装置进行频率均衡，即使没有 保护区间也能够抑制码间干扰。但是，通过在导频码元的开头插入保护区间， 能够防止因为对导频码元的码间干扰而使线路估计的精度降低。
(实施方式2)
本发明的实施方式2的特征在于，在SC方式中，每隔多个信息码元周 期性地插入相同的导频码元序列，并^f又在导频码元序列中附加保护区间。
实施方式2的发送装置的结构是从实施方式1的发送装置(图2)删除了有 关OFDM方式的S/P变换单元101和104、 IFFT单元102和105、以及R插 入单元103之后的结构，各个处理部分的结构与实施方式相同，故省略其说 明。但是，在本实施方式中，在导频码元序列末端的规定数的码元被复制到 开头而成为保护区间，在导频码元序列之后接续信息码元序列的帧结构的信 号通过滤波器等进行频带限制之后从发送装置发送。
图7是表示实施方式2的接收装置的主要结构的方框图。在该图中，对 与图3相同的部分赋予相同的标号，并省略其说明。图7所示的接收装置包 括正交解调单元201、长FFT对象区间获得单元202a、长FFT单元203、 频率均衡单元204、长IFFT单元205、导频区间获得单元206、 FFT单元207、 线路估计单元208、插值单元209、以及数据判定单元212。
长FFT对象区间获得单元202a从接收信号获得长FFT对象区间，该区 间为使用导频码元除去延迟波的对象的区间。具体而言，长FFT对象区间获 得单元202a将紧接在某个导频码元序列之后的信息码元序列和插入在下一个 导频码元序列的开头的保护区间作为长FFT对象区间来获得。另外，长FFT 对象区间获得单元202a也可以将从某个导频码元序列开始到插入在下一个导 频码元序列的开头的保护区间为止的区间作为长FFT对象区间来获得。
接着，参照图8和图9说明如上构成的发送装置和接收装置的动作。
首先，导频数据例如通过QPSK和16QAM等调制方式调制后成为如图8 所示的m个导频码元序列(在图中以"P, ~ "Pm"表示)，末端的k(k〈m) 个导频码元(图中"Pm-k+1" ~ "Pm"的码元)被复制到开头作为保护区间。导 频码元序列在发送装置以及接收装置双方中为已知信号。另外，作为导频码
元序列，只要能用于线路估计，可以是任何信号，但在此为经过上述调制方 式调制后的信号。
另一方面，信息数据成为图8所示的n个信息码元序歹'j(在图中以"sr， ~
"Sn"表示)。在本实施方式中，由于保护区间没有被插入在信息码元序列的 开头，因此能够大幅降低冗余分量在整个信号中所占的比例。并且，也可以 视需要而在信息码元之间插入倾斜区间。
这些被插入了保护期间的导频码元序列和没有被插入保护区间的信息码
元序列，成为如图8最下段所示的帧结构的信号被输出。
发送的信号通过接收装置的天线被接收，并由正交解调单元201解调到 基带。然后，由导频区间获得单元206从变成基带的OFDM信号中获得与导 频码元序列对应的导频区间。
获得的导频区间由FFT单元207进行快速傅立叶变换，导频码元序列的 各个副载波分量被输出到线路估计单元208。然后，由线路估计单元208求 对导频码元序列的每个频率分量的线路估计值。导频码元序列的线路估计值 被输出到插值单元209,通过插值(例如样条插值和线性插值)求在频率方向上 密集的线路估计值。通过插值获得的线路估计值被输出到频率均衡单元204。
另 一方面，长FFT对象区间获得单元202a从接收信号获得作为通过频率 均衡除去延迟波的对象的长FFT对象区间。具体而言，如图9所示，获得跟 在某个帧的保护区间401之后的导频码元序列402与下一个帧的导频码元序 列404之间的区间403作为长FFT对象区间。在该区间403中包含信息码元
序列(图中的"Si" ~ "Sn")和下一个帧的保护区间(图中的"Pm.k+1" ~ "Pm")。
另外，作为长FFT对象区间，可获得图9中合并了导频码元序列402和 区间403的区间。这里，图9所示的导频码元序列402和404与通过导频区 间获得单元206获得的导频码元序列相同。
然后，长FFT单元203对长FFT对象区间进行快速傅立叶变换，将时域 的信号变换为频域的信号。在本实施方式中，由于保护区间没有被插入在信 息码元序列的开头，因此在这个时间点的信号中混合有延迟波，即使在频域 的信号中也包含与延迟波对应的频率分量。
该快速傅立叶变换后的信号^皮输出到频率均;衡单元204，使用从插值单 元209输出的线路估计值进行频率均衡。通过频率均衡而除去了与延迟波对 应的频率分量的信号通过长IFFT单元205再次恢复成时域的信号。在这个时
间点的信号中没有混合延迟波，即使没有保护区间也能够抑制码间干扰。
FFT对象区间中，除去保护区间(即，图9区间403的"Pm.k+1" ~ "Pm")以 及倾斜区间(只在有插入时)，仅将信息码元(即，图9区间403的"Sr， ~ "Sn") 输出到数据判定单元212进行数据判定。
如上所述，根据本实施方式，发送装置不在信息码元序列附加保护区间， 而是周期性地插入已知且相同的导频码元序列，并仅对导频码元序列附加保 护区间进行发送。并且，接收装置使用导频码元序列求信息码元序列的线路 估计值，对信息码元序列进行频率均衡而除去延迟波。因此，在SC方式， 也能够在抑制码间干扰的同时进一步降低冗余分量在信号中所占的比例，并 提高传输效率。
另外，在本实施方式中，虽然仅在导频码元序列的开头插入保护区间， 但也可以不在导频码元序列插入保护区间。也就是说，只要周期性地在信息 码元序列之间插入已知且相同的导频码元序列就能够在接收装置中进行频率 均衡，所以即使没有保护区间也能够抑制码间干扰。但是，通过在导频码元 序列的开头插入保护区间，能够防止因为对导频码元序列的码间干扰而使线 路估计的精度降低。
(实施方式3)
本发明实施方式3的特征在于，不在接收侧在频率轴上对线路估计值进 行插值，而是从线路估计值创建与长FFT对象区间对应的延迟分布，通过对 延迟分布进行正交调制而获得在频率轴上密集的线路估计值。
在实施方式1和实施方式2中，通过由接收装置的插值单元209进行线 路估计值的插值而获得在频率轴上密集的线路估计值。此时，所谓"频率轴 上密集的线路估计值"，具体地是指在用于通信的带宽中与长FFT对象区间 对应的样本数的线路估计值。换言之，例如在图5B所示的帧结构中，使一个 码元和一个倾斜区间的组合的样本数为N，并使保护区间的样本数为NG1，则 长FFT对象区间304对应于(N x (n+l)+Na)个样本。因此，例如如实施方式1 那样采用OFDM方式时，为了进行频率均衡，在副载波存在的频带内需要相 当于(N x (n+l)+Nffl)个样本数的线路估计值。
并且，由于线路估计单元208实际计算出的是相当于与导频码元对应的 N个样本数的线路估计值，因此如上述地通过插值求出相当于(Nx (n+l)+N^)
个样本数的线路估计值。像这样通过插值求线路估计值时，例如如图10A所 示，以实线表示的实际的线路变动值的频率选择性较小时，以虚线表示的通 过插值求出的线路估计值与实际的线路变动值之间的差较小，频率均衡的精 度不会恶化。
可以，例如如图10B所示，以实线表示的实际的线路变动值的频率选择
性较大时，以虛线表示的通过插值求出的线路估计值与实际的线路变动值之 间的差较大，因此频率均衡的精度恶化。
因此，在本实施方式中，以不进行频率轴上的插值的方式获得相当于与
长FFT对象区间对应的样本数的线路估计值。
实施方式3的发送装置与实施方式1的发送装置(图2)相同，故省略其说明。
图11是表示实施方式3的接收装置的主要结构的方框图。在该图中，对 与图3相同的部分赋予相同的标号，并省略其说明。图ll所示的接收装置包 括正交解调单元201、长FFT对象区间获得单元202、长FFT单元203、频 率均衡单元204、长IFFT单元205、导频区间获得单元206、 FFT单元207、 线路估计单元208、 GI'R除去单元210、 FFT单元211、数据判定单元212、 P/S变换单元213、 IFFT单元501 、延迟分布加工单元502、以及DFT(Discrete Fourier Transform:离散傅立叶变换)单元503 。
IFFT单元501对每个副载波的线路估计值进行快速傅立叶逆变换，将频 域的信号变换为时域的信号。换言之，IFFT单元501从每个副载波的线路估 计值生成延迟分布。此时，由于IFFT单元501对从导频区间获得的线路估计 值进行快速傅立叶逆变换，因此生成具有导频码元的时间长度的延迟分布。 因此，在上述例子中，生成相当于N个样本的区间的延迟分布。另外，由于 保护区间长度通常被设定得比最晚接收的延迟波的延迟时间(下面称为"最大 延迟时间，，)还要长，所以在相当于N个样本的区间的延迟分布中，只在相当 于从开头开始的N^个样本的区间才会产生表示延迟波的峰值。
延迟分布加工单元502扩展导频码元的时间长度的延迟分布，生成与长 FFT对象区间的时间长度对应的延迟分布。此时，延迟分布加工单元502在 导频码元的时间长度之后的区间附加振幅为0的0信号。并且，延迟分布加 工单元502在扩展延迟分布之前，在导频码元的时间长度的延迟分布中，将 振幅为规定值以下的峰值视为噪声而加以删除，或将振幅为规定值以上且在
保护区间长度之后产生的峰值移位到1码元时间长度之前。延迟分布加工单元502将通过如上加工而获得的与长FFT对象区间对应的延迟分布输出到 DFT单元503。
DFT单元503对延迟分布进行离散傅立叶变换，将时域的信号变换为频 域的信号。换言之，DFT单元503从与长FFT对象区间的时间长度对应的延 迟分布，求相当于与长FFT对象区间对应的样本数的线路估计值。换言之， 在上述例子中，在副载波的频带内求出相当于(Nx (n+l)+Na)个样本数的线路 估计值。
接着，参照图12和图13说明如上构成的接收装置的荻得线路估计值的 动作。另外，在下述的说明中，不考虑倾斜区间，使各个码元(导频码元和信 息码元)的时间长度为N个样本时间，并使保护区间的时间长度为NGI个样本 时间。
在本实施方式中，与实施方式l同样地，由导频区间获得单元206 /人4妄 收信号获得与导频码元对应的导频区间，并由FFT单元207进行快速傅立叶 变换，由线路估计单元208获得每个副载波的线路估计值。
此时，在整个副载波的带宽的两端存在没有包含导频码元的副载波时， FFT单元207进行相当于与包含导频码元的副载波的带宽对应的样本数的快 速傅立叶变换。并且，在整个副载波的带宽的两端以外的地方存在没有包含 导频码元的副载波时，不能求该副载波的线路估计值，并且如上述情况，不 能将该副载波排除而进行快速傅立叶变换。因此，线路估计单元208通过例 如插值等来求不包含导频码元的副载波的线路估计值。再有，对于线路估计 值低于规定阈值的副载波以及与最大线路估计值之间的差在规定阈值以上的 线路估计值所对应的副载波，线路估计单元208也可将这些副载波的线路估 计值-f见为噪声加以删除。
虽然通过上述方式获得的线路估计值遍及包含导频码元的整个副载波的 频带，但由于对导频码元进行N个样本的快速傅立叶变换，因此只能在频率 轴上获得N个线路估计值。
而且，通过由IFFT单元501对这些线路估计值执行快速傅立叶逆变换而 变换为时域的信号，求导频码元的时间长度(相当于N个样本，或者在带宽的 两端存在不包含导频码元的副载波时，相当于与包含导频码元的副载波的带 宽对应的样本数)的延迟分布。求出的延迟分布被输出到延迟分布加工单元
502,如图12A所示，在与最大振幅之间的差为规定的阈值x[dB]以上的振 幅的定时的峰值被视为噪声而被删除。另外，延迟分布加工单元502将像图 12A中的峰值601那样，在从开头的峰值开始经过相当于保护区间长度的NGI 样本之后出现且不被视为噪声的峰值往前移位N个样本时间，将延迟分布的 范围变更为从移位后的峰值开始的N个样本时间。由此，只要将保护区间长 度设定得比最大延迟时间长，在N个样本时间的延迟分布中，只会在从开头 开始的NGI个样本时间产生不被^L为噪声的峰值。另外，在延迟分布的开头 的区间仅由可被视为噪声的峰值构成，且在该区间之后不被视为噪声的峰值 群连续到N(^个样本之后的情况下，延迟分布加工单元502可以删除开头的 可^L为噪声的区间，并将延迟分布的范围往后移。
然后，延迟分布加工单元502将延迟分布的范围从N个样本时间扩展到 与长FFT对象区间对应的(Nx (n+l)+N(H)个样本时间。此时，如图12B所示，
加与4展幅为0的0信号构成的(N x n + N(H)个样本时间对应的区间603，来扩 展延迟分布的范围。由0信号构成区间603的根据是因为一般将保护区间长 度设定得比最大延迟时间长，从开头经过NGI个样本时间之后，导频码元得 延迟波不会到达接收装置。换言之，即使实际创建(Nx(n+l) + Nd)个样本时 间的延迟分布，在区间603中不会产生表示延迟波的峰值，因此在区间603 附加0信号。经过上述加工而获得的延迟分布被输出到DFT单元503。
然后，由DFT单元503对扩展成(N x (n+l) + N(H)个样本时间的延迟分布 进行离散傅立叶变换，如图13所示，在频率轴上获得相当于(Nx(n+l) + N(H) 个样本数的线路估计值。由此，能够获得可用于频率均衡单元204中的频率 均衡的在频率轴上密集的线路估计值。并且，由于获得的线路估计值是通过 将与实际的(N x (n+l) + NcjO个样本时间的延迟分布相近的延迟分布变换为频 域的信号而获得的，因此各个频率的线路估计值的精度在与进行频率轴上的 插值的情况相比之下较高。
如上所述，根据本实施方式，基于从导频区间获得的线路估计值创建延 迟分布，将创建的延迟分布的范围与长FFT对象区间相对应地扩展后变换到 频域，因此能够求长FFT对象区间的各个频率分量的精度较高的线路估计值， 其结果，能够提高频率均衡的精度。
(实施方式4)
本发明实施方式4的特征在于，通过从在接收侧获得的导频区间的信号 创建延迟分布，对延迟分布进行傅立叶变换，从而获得在频率轴上密集的线 路估计值。
实施方式4的发送装置与实施方式1的发送装置(图2)相同，故省略其说明。
图14是表示实施方式4的接收装置的主要结构的方框图。在该图中，对 与图2相同的部分赋予相同的标号，并省略其说明。图14所示的接收装置包 括正交解调单元201、长FFT对象区间获得单元202、长FFT单元203、频 率均衡单元204、长IFFT单元205、导频区间获得单元206、 GI . R除去单 元210、 FFT单元211、数据判定单元212、 P/S变换单元213、延迟分布加工 单元502a、 DFT单元503、以及延迟分布创建单元701。
延迟分布创建单元701取导频区间与已知的导频数据之间的相关，创建 在延迟波到达的时间产生峰值的延迟分布。
延迟分布加工单元502a扩展导频码元的时间长度的延迟分布，生成与长 FFT对象区间的时间长度对应的延迟分布。此时，延迟分布加工单元502a进 行与实施方式3的延迟分布加工单元502大致相同的处理，但在本实施方式 中，由于基于导频区间与导频数据的时间波形的相关来创建延迟分布，因此 几乎不会在从开头开始经过NGI个样本时间之后产生不被视为噪声的较大的 峰值，没有必要对图12A中的峰值601那样的峰值进行移位。
在本实施方式中，由于取接收信号的导频区间与已知的导频数据的时间 波形的相关来创建延迟分布，因此在使用自相关低的时间波形的数据作为导 频数据时，仅在导频区间和导频数据的定时一致时产生较大的峰值，而生成 正确的延迟分布。
通过上述方式创建的延迟分布与实施方式3同样地被扩展并被变换为频 域，由此获得线路估计值。此时，如果创建的延迟分布是正确的，扩展后的 延迟分布和离散傅立叶变换后的线路估计值的精度变高。
如上所述，根据本实施方式，由于基于接收信号的导频区间与已知的导 频数据的相关来创建延迟分布，将创建的延迟分布的范围与长FFT对象区间 相对应地扩展后变换到频域，因此能够求长FFT对象区间的各个频率分量的 精度较高的线路估计值，其结果，能够提高频率均衡的精度。并且，在导频 数据的自相关低时，延迟分布的精度变高，能够进一步提高线路估计值和频
率均衡的精度。
(实施方式5)
本发明实施方式5的特征在于，在延迟分布的创建中使用FIR(Finite Impulse Response filter:有限脉冲响应滤波器)。
实施方式5的发送装置与实施方式1的发送装置(图2)相同，故省略其说明。
另外，实施方式5的接收装置具有与实施方式4的接收装置(图14)同样 的整体结构，仅有延迟分布创建单元701的内部结构与实施方式4不同。 图15A是表示实施方式5的延迟分布创建单元701的内部结构的方框图。 FIR801使已知的导频数据延迟并与抽头系数相乘，由此生成接收信号的 导频区间的复本，并输出到比较单元802。具体而言，如图15B所示，FIR801 由延迟元件801a、乘法器801b以及加法单元801c构成。延迟元件801a将导 频数据每次延迟1个样本时间并保持。各个延迟元件801a所保持的导频数据 分别相当于直达波以及样本时间1 NcH的延迟波。乘法器801b对导频数据 以及延迟元件801a保持的导频数据乘以抽头系数Co-CNGw。抽头系数Co Cngw相当于对各个延迟波的线路变动。这些抽头系数Co ~ Cngw的初始值也 可以是任何数值，例如通过基于用其他方法求出的线路估计值来设定初始值， 能够提高处理精度并缩短时间。加法单元801c对乘法器801b的输出进行相 加，生成混合了直达波和延迟波的接收信号的导频区间的复本，并输出到比 较单元802。
另外，在本实施方式中，虽然使FIR801的结构包括每次延迟1个样本时 间的延迟元件801a，但也可以增加延迟元件801a的数量，例如生成再现了 1/2个样本时间或1/4个样本时间间隔的延迟波的复本。由此创建更详细的延 迟分布。
另外，FIR801在所生成的复本与实际的导频区间之间的差成为最小时， 将抽头系数Q) ~ CNGNI作为延迟分布输出。
比较单元802计算由FIR801生成的复本与实际的接收信号的导频区间之 间的差分，将计算出的差分输出到系数修正单元803。
系数修正单元803例如使用LMS(Least Mean Square:最小均方)算法或 RMS(Root Mean Square:均方根)算法等来修正抽头系数Q ~ CNGw ，以使从 比较单元802输出的差分成为最小。
在本实施方式中，由FIR801从已知的导频数据生成接收信号的导频区间 的复本，由比较单元802比较复本与实际的接收信号的导频区间，并由系数 修正单元803修正FIR801的抽头系数CQ ~ CNGNI ，以使复本与导频区间之间 的差分变小。这些处理被重复执行，复本与导频区间之间的差分逐渐变小。 在这个过程中，也可以将低于规定的阈值的抽头系数视为噪声，在之后的处 理中使该抽头系数为0。由此，能够减少处理负荷，同时能够除去噪声的影 响。
然后，在复本与导频区间变得大致相同时，或复本与导频区间的差分收 敛为充分小的值时，判断FIR801的抽头系数C。-CNGw正确地再现了对各个
延迟波的线路变动，将这些抽头系数Q) CNGW作为N^个样本时间的范围的
延迟分布输出。在输出抽头系数Co Cngw时，FIR801也可以将低于规定阈 值的抽头系数视为噪声而不将其输出。
通过上述方式创建的延迟分布与实施方式3、 4同样地被扩展，并被变换 到频域，由此获得线路估计值。
如上所述，根据本实施方式，使用FIR生成导频区间的复本，并使复本 与实际的导频区间之间的差分变得充分小时的抽头系数作为延迟分布，将延 迟分布的范围与长FFT对象区间相对应地扩展后变换为频域，因此能够求长 FFT对象区间的各个频率分量的精度较高的线路估计值，其结果，能够提高 频率均衡的精度。并且，通过基于用其他方法求出的线路估计值来设定FIR 的抽头系数的初始值，能够在短时间内生成更正确的延迟分布。
另外，在上述实施方式3 5中，虽然在求相当于与长FFT对象区间对 应的样本数的线路估计值时使用了延迟分布，但除了长FFT对象区间以外， 在求相当于频域中与规定时间对应的样本数的线路估计值时，能够进行同样 的处理。换言之，在创建比保护区间长度更长的任意时间的延迟分布后，扩 展延迟分布的范围并变换到频域，由此能够求正确的线路估计值而不进行插 值。
(实施方式6)
本发明实施方式6的特征在于，在MIMO通信中，在发送侧以对应于最 大延迟时间的图案对每个流插入导频码元，并且在接收侧从接收信号中减去 每个流的复本，进行频率均衡。
图16是表示实施方式6的发送装置的主要结构的方框图。在该图中，对
与图2相同的部分赋予相同的标号，并省略其说明。图16所示的发送装置是
具有两个天线的MIMO发送装置，包括与各个天线对应的S/P变换单元101、 IFFT单元102、 R插入单元103、 S/P变换单元104、 IFFT单元105、 GI插入 单元106、时分合成单元107a以及正交调制单元108，并具有图案决定单元 901。
时分合成单元107a基于图案决定单元901的指示以时分切换来自R插入 单元103的输出以及来自GI插入单元106的输出，并输出到正交调制单元 108。
图案决定单元卯l例如根据从接收装置反馈的最大延迟时间等反馈信 息，来决定每个流的导频码元以及信息码元的配置图案。具体而言，图案决 定单元901决定如下的配置图案，即，在一个流中配置了导频码元的时间， 不在其他的流配置导频码元和信息码元的任何一个。换言之，图案决定单元 901以各个流的导频码元的位置相互正交的方式决定配置图案。
此时，如果最大延迟时间为保护区间长度以下，则图案决定单元901决 定以下的配置图案，即，在由一连串的信息码元构成的数据流与下一个数据 流之间，以每次1码元的方式连续发送所有流的导频码元。另一方面，如果 最大延迟时间超过保护区间长度，则图案决定单元卯l决定在数据流之间仅 发送一个流的导频码元的配置图案。另外，在最大延迟时间超过保护区间长 度时，可以在数据流之间重复配置一个流的导频码元。
图17是表示实施方式6的接收装置的主要结构的方框图。在该图中，对 与图2相同的部分赋予相同的标号，并省略其说明。图17所示的接收装置是 具有两个天线的MIMO接收装置，包括与各个天线对应的正交调制单元201、 导频区间获得单元206、 FFT单元207、线路估计单元208a、插值单元209、 GI.R除去单元210、 FFT单元211、导频复本生成单元902、延迟波除去单 元903-1和卯3-2、合成单元卯4、复本生成单元906、开关907，并具有数据 判定单元212、 P/S变换单元213以及比较选择单元905。
线路估计单元208a使用导频区间按发送侧的每个流进行各个副载波的线 路估计，将获得的每个流的线路估计值输出到插值单元209。
导频复本生成单元902从每个流的线路估计值和已知的导频数据生成与 各个流对应的导频码元的接收复本(下面称为"导频复本")。换言之，导频复 本生成单元902将导频数据与每个流的线路估计值相乘，将获得的每个流的除去单元903-1和903-2。
延迟波除去单元903-1和903-2与发送侧的流相对应地被设置，对每个流 除去延迟波。具体而言，延迟波除去单元903-1具有图18所示的内部结构。 在该图中，对与图3相同的部分赋予相同的标号，并省略其说明。另外，虽 然延迟波除去单元903-2具有与延迟波除去单元903-1同样的结构，但在本实 施方式中，由于线路估计单元208a进行每个流的线^各估计，乂人插值单元209 输出到频率均衡单元204的线路估计值在延迟波除去单元903-1和延迟波除 去单元903-2之间是不同的。
复本减法单元908从长FFT对象区间中减去由导频复本生成单元902生 成的导频复本和由后述的复本生成单元卯6生成的复本。通过从长FFT对象 区间中减去导频复本，能够除去导频码元所造成的码间干扰的影响。另外， 如后面的详细说明，通过/人长FFT对象区间减去由复本生成单元906生成的 复本，来除去非对应的流的影响，并进行仅与对应的流有关的频率均衡。
再次参照图17,合成单元卯4对相同流进行频率均衡后的数据进行合成， 该数据为从与各个天线对应的FFT单元211输出的每个副载波的信息码元的 数据。在合成时，使用基于频率均衡对象流的传播路径特性的最大比值合并 等。然后，合成单元904将每个流的合成数据输出到比较选择单元905。
比较选择单元905比较每个流的合成数据的接收质量，将接收质量最高 的流的合成数据输出到数据判定单元212，同时将接收质量的比较结果通知 给开关907。
复本生成单元906将接收质量最好的流在数据判定单元212的解调结果 与对应于该流的线路估计值相乘，生成与接收质量最高的流对应的流(信息码 元)的复本。
开关907基于比较选择单元905的接收质量的比较结果，将复本输出到 延迟波除去单元903-1或延迟波除去单元903-2。具体而言，开关907将复本 输出到与接收质量最高的流以外的流对应的延迟波除去单元。因此，例如与 延迟波除去单元903-1对应的流1的接收质量为最高时，开关907将流1的 数据流的复本输出到延迟波除去单元903-2。
接着，参照图19说明如上构成的发送装置和接收装置的动作。
首先说明发送装置的每个流的导频码元的配置。
在本实施方式中，与实施方式l同样地，；波插入倾斜区间的信息码元和被插入保护区间的导频码元被输出到时分合成单元107a。但是，在本实施方
式中，信息码元和导频码元被输出到分别与多个天线对应的每个流的时分合
成单元107a。
另外，在本实施方式中，从接收装置反馈例如最大延迟时间等，反馈信 息被输出到图案决定单元901。然后，图案决定单元901判定最大延迟时间 是否超过保护区间长度，在最大延迟时间为保护区间长度以下时，决定例如 图19A所示的每个流的导频码元的配置图案。在图19A所示的配置图案中， 在其中一方的流l(图中上段的流)的导频码元Pl之后连续配置了另一方的流 2(图中下段的流)的导频码元P2，并且在导频码元P2之后配置了各个流的数 据流1和^:据流2。
此时，配置了其中 一方的流的导频码元的时间成为另 一方的流的非发送 时间。换言之，例如发送流2的导频码元P2的时间，在流l中为不发送导频 码元以及信息码元的任何一方的非发送时间951 。
在最大延迟时间为保护区间长度以下时，由于数据流1和数据流2的延 迟波不会对导频码元P1产生影响，所以能够在各个数据流之间的时间连续配 置所有流的导频码元。然后，通过采用图19A所示的配置图案，由于能够使 相同流内的导频码元之间的时间变得最短，因此即使在衰落变动大的情况下 也能够提高在接收装置的线路估计的精度。并且，在为图19A所示的配置图 案的情况下，从导频码元Pl开始到插入在下一个导频码元Pl之前的保护区 间为止的区间952为接收装置的长FFT对象区间。
另一方面，在最大延迟时间超过保护区间时，如果采用图19A所示的配 置图案，则被认为数据流1和数据流2的延迟波将对导频码元P1产生影响， 有关流1的线路估计的精度恶化。因此，在最大延迟时间超过保护区间长度 时，由图案决定单元901决定例如图19B或图19C所示的配置图案。在图19B 所示的配置图案中，仅将流1的导频码元P1或流2的导频码元P2的其中一 个重复配置在各个数据流之间的时间。因此，重复发送例如流2的导频码元 P2的时间，在流l中为不发送导频码元以及信息码元的任何一方的非发送时 间953。
在最大延迟时间超过保护区间长度时，由于数据流1和数据流2的延迟 波将对这些数据流之后的导频码元产生影响，因此在各个数据流之间的时间 重复配置相同流的导频码元。由此，实际上的保护区间长度被延长为区间954。
另外，在发送装置具有三个以上的天线时，如果在任意一个流中，配置导频 码元的时间为其他流的非发送时间，则也可以在各个数据流之间的时间，在 多个流中重复配置导频码元。
通过釆用如图19B所示的配置图案，虽然相同流内的导频码元之间的时 间变长，但如上所述，由于能够延长实际上的保护区间长度，从而能够除去 不在保护区间长度以下的数据流的延迟波的影响。再有，关于数据流之后的 导频码元，虽然受到了数据流的延迟波的影响，但可用于例如接收装置中的 同步确立等。
另外，在为图19B所示的配置图案的情况下，为了确保相同流内的导频码元的周期性，从当前数据流之前的导频码元P1开始到插入在位于相同位置的下一个导频码元P1之前的保护区间为止的区间955为接收装置的长FFT 对象区间。但是，在接收装置中减去导频码元的复本进行频率均衡的情况下， 变得不一定需要在相同流内的导频码元的周期性，也可以使从当前数据流之 前的导频码元Pl开始到插入在下一个数据流之前的导频码元P2之前的保护 区间为止的区间956为长FFT对象区间。
再有，在图19C所示的配置图案中，仅将流1的导频码元Pl或流2的 导频码元P2的其中一个配置在各个数据流之前，在插入在各个导频码元的保 护区间之前设置了双方的流的非发送时间。在这样的情况下，包含双方的流 中的非发送时间的区间957成为实际上的保护区间长度。然后，在与图19B 所示的配置图案比较时，非发送时间变多，能够减少消耗功率。
这样，发送装置根据来自接收装置的反馈信息判定最大延迟时间是否超 过保护区间长度，切换每个流的导频码元的配置图案。由此，能够提高接收 装置中的线路估计的精度，作为其结果，接收装置能够正确地进行使用频率 均衡的延迟波去除。
接下来说明接收装置中的每个流的延迟波除去。
通过接收装置的各个天线接收到的OFDM信号，由正交解调单元201解 调到基带。在接收装置的各个天线接收到的OFDM信号中混合了发送装置中 所有的流的信号。变成基带的OFDM信号被输出到延迟波除去单元903-1和 903-2中的长FFT对象区间获得单元202，同时通过导频区间获得单元206从 变成基带的OFDM信号中获得与每个流的导频码元对应的导频区间。
获得的每个流的导频区间与实施方式1同样地，由FFT单元207进行快
速傅立叶变换，各个副载波的数据被输出到线路估计单元208a。然后，线路 估计单元208a对每个流求每个副载波的线路估计值。换言之，与接收装置的 各个天线对应的线路估计单元208a对与发送装置的所有天线之间的传播路径 上的每个副载波的线路估计值进行估计。
每个流和每个副载波的线路估计值被输出到插值单元209，通过插值求 在频率方向上密集的线路估计值。通过插值获得的线路估计值被输出到导频 复本生成单元902和延迟波除去单元903-1和903-2中的频率均衡单元204。 然后，由导频复本生成单元902将各个流的已知且不变的导频数据与各个流 的线路估计值相乘，生成导频数据的接收复本(导频复本)。生成的导频复本被 输出到延迟波除去单元903-1和903-2中的复本减法单元908。
然后，延迟波除去单元903-1和903-2通过频率均衡除去发送装置中各个 流的延迟波。换言之，长FFT对象区间获得单元202从OFDM信号获得长 FFT对象区间，由长FFT单元203进行对长FFT对象区间的快速傅立叶变换， 快速傅立叶变换后的信号被输出到复本减法单元908。然后，复本减法单元 908从快速傅立叶变换后的信号减去每个流的导频复本。
具体而言，例如发送装置的导频码元的配置图案为如图19A所示时，由 延迟波除去单元903-1和903-2中的复本减法单元908减去流1的导频码元 Pl的复本和流2的导频码元P2的复本。另外，在本实施方式中，由于进行 导频复本的减法，如上所述，即使在以图19B所示的配置图案发送导频码元 的情况下，也能够使长FFT对象区间为区间956。
然后，延迟波除去单元903-1和903-2的各个复本减法单元908将导频复 本减法运算后的信号暂时存储而为之后的复本减法运算作准备，并输出到频 率均衡单元204。频率均衡单元204对减去导频复本之后的信号使用各个流 的线路估计值进行频率均衡，除去与各个流的延迟波对应的频率分量。换言 之，延迟波除去单元903-1中的频率均衡单元204进行流1的频率均衡，延 迟波除去单元903-2中的频率均衡单元204进行流2的频率均^f。此时，由 延迟波除去单元903-1和903-2的各个频率均衡单元204进行的频率均衡是对 混合了发送装置中的所有流的信号进行。但是，因为用于频率均衡的线路估 计值是各个流固有的值，因此频率均衡对象之外的流的码间干扰不被除去。
的信号(流信号)，并由GI R除去单元210从延迟波除去后的流信号中除去
保护区间以及倾斜区间，各个流的信息码元以每次一个码元的方式被输出到
FFT单元211。 FFT单元211对分别对应的各个流的信息码元进行快速傅立叶 变换，而每个副载波的数据分别被输出到对应的合成单元904。
然后，各个合成单元卯4对每个副载波的数据进行合成，而每个流的合 成数据被输出到比较选择单元卯5，对每个流的合成数据的接收质量进行比 较。该比较的结果被通知给开关907，同时接收质量最高的流的合成数据被 输出到数据判定单元212。
在比较的结果被通知给开关907之后，各个开关907进行切换，以使复 本生成单元906与对应于接收质量最高的流以外的流的复本减法单元908相 连接。换言之，例如在流2的合成数据的接收质量为最高时，如图17所示， 各个开关907将复本生成单元906和与流1对应的延迟波除去单元903-1中 的复本减法单元卯8相连接。
另一方面，接收质量最高的流的合成数据被输出到数据判定单元212之 后，由其进行对合成数据的数据判定，将获得的信息数据输出到P/S变换单 元213和复本生成单元906。然后，复本生成单元906将信息数据与流的线 路估计值相乘，生成接收质量最高的流的信息码元的复本。生成的复本经过 进行上述切换后的开关907,被输出到与接收质量最高的流以外的流对应的 复本减法单元908。换言之，例如在流2的合成数据的接收质量为最高时， 流2的信息码元的复本被输出到与流1对应的延迟波除去单元903-1中的复 本减法单元908。
由于复本减法单元908中存储着导频复本减法运算后的信号，从复本生 成单元906输入复本的复本减法单元908还从所存储的信号中减去复本。换 言之，复本减法单元908减去非对应的流的信息码元的复本，分离对应的流 的信息码元。换言之，在上述例子中，延迟波除去单元卯3-l中的复本减法 单元908对流2的信息码元的复本进行减法运算，由此分离流1的信息码元。 然后，由于被输出到复本减法单元908的复本是接收质量最高的流的信息码 元的复本，信息码元的分离被高精度地进行。
然后，由复本减法单元908减去导频复本和复本之后的信号，再次通过 频率均衡单元204进行频率均衡。此时，对发送装置的流之中接收质量最高 的流进行分离/除去之后的信号进行频率均衡单元204的频率均衡。
然后，重复进行上述处理直到发送装置的所有流都被分离为止，由此即
使在对混合了发送装置的多个流的信号进行频率均衡的情况下，也能够精度 良好地进行流的分离并除去延迟波分量。
如上所述，根据本实施方式，在进行MIMO通信时，发送装置决定基于 最大延迟时间的每个流的导频码元的配置，并仅在各个导频码元插入保护区 间后发送，接收装置依次生成接收质量最高的流的信息码元的复本，重复进
行对接收信号的复本的减法运算和频率均衡。因此，在MIMO通信中能够在 相互正交的位置上配置各个流的导频码元并提高在接收装置的线路估计和频 率均衡的精确度，同时能够高精度地进行流的分离。
再有，在上述各个实施方式中，虽然说明了采用OFDM方式和SC方式 的情况，但本发明也可适用于CDM(Code Division Multiplexing:码分复用) 方式的无线通信。
本发明的第1方案的发送装置所采用的结构包括第一生成单元，从信 息数据生成多个信息码元；第二生成单元，从已知且不变的图案的导频数据 生成导频码元；附加单元，仅在所述导频码元的前面附加保护区间；以及发 送单元，发送信号，该信号为在附加了保护区间的导频码元之后接续所述多 个信息码元的帧结构。
根据该结构，由于仅在导频码元附加保护区间，并发送在信息码元没有 附加保护区间的帧结构的信号，因此能够进一步降低冗余分量在信号中所占 的比例，从而能够提高传输效率。另外，在接收端，能够进行使用导频码元 的线路估计和频率均衡，变得即使没有保护区间也能够除去延迟波，能够抑 制码间干扰。
本发明的第2方案的发送装置所采用的结构为，在上述第l方案中，所 述第一生成单元包括S/P变换单元，对信息数据进行S/P变换；以及变换单 元，将经S/P变换而获得的并行数据分配给频率互不相同的多个副载波，并 变换到时域的信息码元。
根据该结构，由于对信息数据进行S/P变换，并分配多个副载波变换为 时域的信息码元，因此信息数据被进行OFDM调制，在OFDM方式中也能 够不在信息码元之间插入保护区间而提高传输效率。
本发明的第3方案的发送装置所采用的结构为，在上述第1方案中，所 述第 一生成单元在信息码元之间插入振幅逐渐增减的倾斜区间。
根据该结构，由于在信息码元之间插入振幅逐渐增减的倾斜区间，能够
抑制在连续的信息码元之间的波形变得不连续。
本发明的第4方案的发送装置所采用的结构为，在上述第l方案中，在 通信对方台中进行伴随频率均衡的正交调制时，所述附加单元在下一个帧的 导频码元之前附加保护区间，该保护区间的长度使从所述导频码元之后开始 到所述下一个帧的导频码元之前为止的长度在换算成所述正交调制的样本数
时成为2的幂次方或2的幂次方的整数倍的长度。
根据该结构，由于连续的两个帧的导频码元之间的长度在换算成通信对 方台进行的正交调制的样本数时成为2的幂次方或2的幂次方的整数倍，所 以能够在通信对方台进行高效率的频率均衡。
本发明的第5方案的发送装置所采用的结构为，在上述第1方案中，在 通信对方台中进行伴随频率均衡的正交调制时，所述附加单元在下一个帧的 导频码元之前附加保护区间，该保护区间的长度使从所述导频码元的开头开 始到所述下一个帧的导频码元之前为止的长度在换算成所述正交调制的样本 数时成为1个信息码元的样本数的整数倍的长度。
根据该结构，由于在连续的两个帧的导频码元之间的长度换算成通信对 方台进行的正交调制的样本数时成为1个信息码元的样本数的整数倍，所以 能够通过组合多个对1码元的常规的快速傅立叶变换用电路(或重复使用)而 轻易地实现对通信对方台的信息码元区间的快速傅立叶变换，因此能够减少 通信对方台的电路规模。
本发明的第6方案的发送装置所采用的结构为，在上述第1方案中还包 括多个发送天线；以及决定单元，决定与各个发送天线对应的导频码元的 配置为相互正交的导频码元的配置图案，所述发送单元从所述多个发送天线 分别发送流，该流为基于所决定的配置图案配置被附加了保护区间的导频码 元，并在所迷导频码元之后配置所述多个信息码元而成。
根据该结构，由于分别从发送天线发送流，该流的配置图案为与多个发 送天线对应的导频码元的配置为相互正交的配置图案，能够防止导频码元的 流之间的干扰，并提高接收侧的线路估计的精度。
本发明的第7方案的发送装置所采用的结构为，在上述第6方案中，前 述决定单元决定配置图案，该配置图案为在配置了与任意一个发送天线对应 的导频码元的时间，不配置与其他的发送天线对应的导频码元以及信息码元 的配置图案。
才艮据该结构，在从一个发送天线发送导频码元的时间，其他发送天线不 进行任何发送，因此能够可靠地防止导频码元的流之间的干扰。
本发明的第8方案的发送装置所采用的结构为，在上述第6方案中，在 最大延迟时间为所述保护区间长度以下时，前述决定单元决定配置图案，该 配置图案为以每次1码元的方式连续配置所有与发送天线对应的导频码元， 并在配置的导频码元群之后配置所述多个信息码元的配置图案。
根据该结构，由于在最大延迟时间为保护区间长度以下时，以每次1码 元的方式连续配置所有的导频码元，并在其后配置信息码元，因此能够使乂人 各个发送天线发送导频码元的间隔最短，即使在衰落变动大的情况下也能够 在接收侧进行正确的线路估计。
本发明的第9方案的发送装置所采用的结构为，在上述第6方案中，在 最大延迟时间超过所述保护区间长度时，前述决定单元决定配置图案，该配 置图案为在所述多个信息码元之前且最近的导频码元的紧前配置与相同的发 送天线对应的导频码元或非发送时间的配置图案。
根据该结构，由于在最大延迟时间超过保护区间长度时，在信息码元之 前且最近的导频码元的紧前配置与相同的发送天线对应的导频码元或非发送 时间，因此实际上的保护区间长度增加相当于导频码元的码元长度或非发送 时间的长度，能够在接收侧除去导频码元的码间千扰。
本发明的第10方案的接收装置所采用的结构包括接收单元，接收信号， 该信号为在由已知且不变的图案的导频数据组成的导频码元之后接续多个信 息码元的帧结构；计算单元，使用与所述导频码元对应的导频区间，计算与 所述导频区间以上的时间长度对应的每个频率的线路估计值；以及除去单元， 使用计算出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的信息码元区间 中包含的延迟波。
根据该结构，由于使用导频码元进行线路估计，并求信息码元区间的线 路估计值而除去延迟波，所以即使没有保护区间也能够抑制码间干扰。另夕卜， 在发送端不需要附加保护区间，就能够进一步降低冗余分量在信号中所占的 比例，从而能够提高传输效率。
本发明的第11方案的接收装置所采用的结构为，在上述第IO方案中， 所述计算单元包括估计单元，使用所述导频区间进行线路估计；以及插值 单元，在频率轴上对所述线路估计的结果进行插值求线路估计值。根据该结构，由于通过插值求线路估计值，所以能够以简单的处理获得 与导频区间以上的时间长度对应的每个频率的线路估计值。
本发明的第12方案的接收装置所采用的结构为，在上述第IO方案中，
所述除去单元包括荻得单元，从接收信号获得所述信息码元区间；正交调 制单元，进行对所述信息码元区间的正交调制，变换为频域的信号；频率均 衡单元，使用通过所述计算单元求出的线路估计值，从所述频域的信号除去 与延迟波对应的频率分量；以及逆正交变换单元，对除去与延迟波对应的频 率分量之后的信号进行逆正交变换，变换为时域的信号。
根据该结构，由于将信息码元区间变换为频域的信号，并在进行频率均 衡之后回复成时域的信号，所以能够使用通过插值求出的信息码元区间的线 路估计值有效地除去延迟波。
本发明的第13方案的接收装置所采用的结构包括接收单元，接收包含 由已知的导频数据构成的导频码元的信号；创建单元，使用与所述导频码元 对应的导频区间，创建最大延迟时间以上的范围的延迟分布；扩展单元，对 创建的延迟分布附加振幅为0的区间来进行扩展；以及变换单元，进行对扩 展后的延迟分布的正交调制，变换为频域的线路估计值。
根据该结构，由于对使用导频区间创建的最大延迟时间以上的范围的延 迟分布进行扩展，变换为线路估计值，因此能够在频率轴上密集地计算与实 际的线路状态接近的线路估计值，其结果，能够提高例如使用线路估计值的 频率均衡等的精度。
本发明的第14方案的接收装置所采用的结构为，在上述第13方案中， 所述创建单元包括线路估计单元，使用所述导频区间进行线路估计；以及 逆正交变换单元，进行对所述线路估计的结果的逆正交变换，，变换为延迟分 布。
根据该结构，由于对使用导频区间的线路估计结果进行逆正交变换，变 换为延迟分布，因此能够以较少的处理量高效地创建延迟分布。
本发明的第15方案的接收装置所采用的结构为，在上述第13方案中， 所述创建单元通过取所述导频区间和所述导频数据之间的时间波形的相关来 创建延迟分布。
根据该结构，由于通过导频区间的时间波形的相关来创建延迟分布，在 已知的导频数据的自相关低时，延迟分布的精度变高。
本发明的第16方案的接收装置所采用的结构为，在上述第13方案中，
所述创建单元包括滤波器，通过将所述导频数据延迟并与系数相乘来生成 所述导频区间的复本；比较单元，计算所生成的复本与实际的导频区间之间 的差分；以及系数修正单元，修正所述滤波器的系数以使计算出的差分变小， 在所述差分变成最小时，所述滤波器将所述系数作为延迟分布输出。
根据该结构，由于使导频区间的复本的精度变成最高时的FIR的系数作 为延迟分布，例如通过基于用其他方法求出的线路估计值来设定FIR的系数 的初始值，能够在短时间内生成更正确的延迟分布。
本发明的第17方案的接收装置为具有多个接收天线并进行MIMO通信 的接收装置，所采用的结构包括接收单元，从多个接收天线接收混合了多 个流的信号，该流为在由已知且不变的图案的导频数据构成的导频码元之后 配置了多个信息码元的流；计算单元，使用与所述导频码元对应的每个流的 导频区间，对所述流和所述接收天线的每个组合，计算与所述导频区间以上 的时间长度对应的每个频率的线路估计值；除去单元，使用计算出的线路估 计值，除去在与所述多个信息码元对应的每个流的信息码元区间中包含的延 迟波；以及生成单元，使用在未解调的流中与接收质量最高的流对应的延迟 波除去结果，对该流的信息码元区间进行解调，并生成接收复本，所述除去 单元从接收信号减去所生成的接收复本，并除去在所述接收质量最高的流以 外的流的信息码元区间中包含的延迟波。
根据该结构，使用线路估计值除去包含在每个流的信息码元区间中的延 迟波，使用与接收质量最高的流对应的延迟波除去结果生成该流的信息码元 的接收复本，并从接收信号减去接收复本而再次除去信息码元中包含的延迟 波。因此，能够从接收质量良好的流开始依次进行延迟波除去，能够进行精 度良好的流的分离并除去延迟波分量。
本发明的第18方案的无线通信系统包括发送装置和接收装置，所采用的 结构为，所述发送装置包括第一生成单元，从信息数据生成多个信息码元； 第二生成单元，从已知且不变的图案的导频数据生成导频码元；以及发送单 元，发送信号，该信号为在所述导频码元之后接续所述多个信息码元的帧结 构，所述接收装置包括接收单元，接收所述帧结构的信号；估计单元，使 用与所述导频码元对应的导频区间进行线路估计；插值单元，在频率轴上对 所述线路估计的结果进行插值，求线路估计值；以及除去单元，使用求出的
线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的信息码元区间中包含的延迟 波。
根据该结构，发送装置发送帧结构为在导频码元之后接续多个信息码元 的信号，接收装置通过插值求介于导频码元之间的信息码元区间的线路估计 值并除去延迟波，因此即使没有保护区间也能够抑制码间干扰，同时没有必 要附加保护区间，进一步降低冗余分量在信号中所占的比例，从而提高传输 效率。
本发明的第19方案的无线通信方法用于具有发送装置和接收装置的无 线通信系统，所述发送装置包括以下步骤从信息数据生成多个信息码元； 从已知且不变的图案的导频数据生成导频码元；以及发送信号，该信号为在 所述导频码元之后接续所述多个信息码元的帧结构，所述接收装置包括以下 步骤接收所述帧结构的信号；使用与所述导频码元对应的导频区间进行线 路估计；在频率轴上对所述线路估计的结果进行插值，求线路估计值；以及 使用求出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的信息码元区间中 包含的延迟波。
根据该方法，发送装置发送帧结构为在导频码元之后接续多个信息码元 的信号，接收装置通过插值求介于导频码元之间的信息码元区间的线路估计 值并除去延迟波，因此即使没有保护区间也能够抑制码间干扰，同时没有必 要附加保护区间，进一步降低冗余分量在信号中所占的比例，从而提高传输 效率。
本发明的第20方案的无线通信方法包括以下步骤接收包含由已知的导 频数据构成的导频码元的信号；使用与所述导频码元对应的导频区间，创建 最大延迟时间以上的范围的延迟分布；对创建的延迟分布附加振幅为0的区 间来进行扩展；以及进行对扩展后的延迟分布的正交调制，变换为频域的线 路估计值。
根据该方法，由于对使用导频区间创建的最大延迟时间以上的范围的延 迟分布进行扩展，变换为线路估计值，因此能够在频率轴上密集地计算与实 际的线路状态接近的线路估计值，其结果，能够提高例如使用线路估计值的 频率均衡等的精度。
本发明的第21方案的无线通信方法包括以下步骤从多个接收天线接收 混合了多个流的信号，该流为在由已知且不变的图案的导频数据构成的导频 码元之后配置了多个信息码元的流；使用与所述导频码元对应的每个流的导 频区间，对所述流和所述接收天线的每个组合，计算与所述导频区间以上的
时间长度对应的每个频率的线路估计值；使用计算出的线路估计值，除去在 与所述多个信息码元对应的每个流的信息码元区间中包含的延迟波；使用在 未解调的流中与接收质量最高的流对应的延迟波除去结果，对该流的信息码 元区间进行解调，并生成接收复本；以及从接收信号减去所生成的接收复本， 并除去在所述接收质量最高的流以外的流的信息码元区间中包含的延迟波。
根据该方法，使用线路估计值除去包含在每个流的信息码元区间中的延 迟波，使用与接收质量最高的流对应的延迟波除去结果生成该流的信息码元 的接收复本，并从接收信号减去接收复本而再次除去信息码元中包含的延迟 波。因此，能够从接收质量良好的流开始依次进行延迟波除去，能够高精度 地进行流的分离并除去延迟波分量。
本说明书是基于2005年1月20日申请的日本专利申请第2005 -013162 号、2005年2月25日申请的日本专利申请第2005 -051204号以及2005年3 月15日申请的日本专利申请第2005 -073366号。其内容全部包含于此。
工业实用性
本发明的发送装置、接收装置及无线通信方法，能够在抑制码间干扰的 同时，进一步降低冗余分量在信号中所占的比例，并提高传输效率，作为例 如在多路径环境下使用的发送装置、接收装置及无线通信方法极为有用。
权利要求
1.一种发送装置，包括第一生成单元，从信息数据生成多个信息码元；第二生成单元，从已知且不变的图案的导频数据生成导频码元；附加单元，仅在所述导频码元的前面附加保护区间；以及发送单元，发送信号，该信号为在附加了保护区间的导频码元之后接续所述多个信息码元的帧结构。
2. 如权利要求1所述的发送装置，其中，所述第一生成单元包括 S/P变换单元，对信息数据进行S/P变换；以及变换单元，将经S/P变换而获得的并行数据分配给频率互不相同的多个 副载波，并变换为时域的信息码元。
3. 如权利要求1所述的发送装置，其中，所述第一生成单元在信息码元之间插入振幅逐渐增减的倾斜区间。
4. 如权利要求1所述的发送装置，其中，在通信对方台中进行伴随频率均衡的正交调制时，所述附加单元在下一 个帧的导频码元之前附加保护区间，该保护区间的长度使从所述导频码元之 后开始到所述下一个帧的导频码元之前为止的长度在换算成所述正交调制的 样本数时成为2的幂次方或2的幂次方的整数倍的长度。
5. 如权利要求1所述的发送装置，其中，在通信对方台中进行伴随频率均衡的正交调制时，所述附加单元在下一 个帧的导频码元之前附加保护区间，该保护区间的长度使从所述导频码元的 开头开始到所述下一个帧的导频码元之前为止的长度在换算成所述正交调制 的样本数时成为1个信息码元的样本数的整数倍的长度。
6. 如权利要求1所述的发送装置，其中，还包括 多个发送天线；以及决定单元，决定与各个发送天线对应的导频码元的配置为相互正交的导 频码元的配置图案，所述发送单元从所述多个发送天线分别发送流，该流为基于所决定的配 置图案配置被附加了保护区间的导频码元，并在所述导频码元之后配置所述 多 个信息码元而成。
7. 如权利要求6所述的发送装置，其中，前述决定单元决定配置图案，该配置图案为在配置了与任意一个发送天 线对应的导频码元的时间中，不配置与其他的发送天线对应的导频码元以及 信息码元的配置图案。
8. 如权利要求6所述的发送装置，其中，在最大延迟时间为所述保护区间长度以下时，前述决定单元决定配置图 案，该配置图案为以每次1码元的方式连续配置所有与发送天线对应的导频 码元，并在配置的导频码元群之后配置所述多个信息码元的配置图案。
9. 如权利要求6所述的发送装置，其中，在最大延迟时间超过所述保护区间长度时，前述决定单元决定配置图案， 该配置图案为在所述多个信息码元之前且最近的导频码元的紧前配置与相同 的发送天线对应的导频码元或非发送时间的配置图案。
10. —种接收装置，包括接收单元，接收信号，该信号为在由已知且不变的图案的导频数据组成 的导频码元之后接续多个信息码元的帧结构；计算单元，使用与所述导频码元对应的导频区间，计算与所述导频区间 以上的时间长度对应的每个频率的线路估计值；以及除去单元，使用所算出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应 的信息码元区间中包含的延迟波。
11. 如权利要求IO所述的接收装置，其中，所述计算单元包括 估计单元，使用所述导频区间进行线路估计；以及插值单元，在频率轴上对所述线路估计的结果进行插值而求线路估计值。
12. 如权利要求IO所述的接收装置，其中，所述除去单元包括 获得单元，从接收信号获得所述信息码元区间；正交调制单元，进行对所述信息码元区间的正交调制，变换为频域的信号；频率均衡单元，使用由所述计算单元求出的线路估计值，从所述频域的 信号中除去与延迟波对应的频率分量；以及逆正交变换单元，对除去与延迟波对应的频率分量之后的信号进行逆正 交变换，变换为时域的信号。
13. —种接收装置，包括 接收单元，接收包含了由已知的导频数据构成的导频码元的信号；创建单元，使用与所述导频码元对应的导频区间，创建最大延迟时间以上的范围的延迟分布；扩展单元，对创建的延迟分布附加振幅为0的区间来进行扩展；以及 变换单元，进行对扩展后的延迟分布的正交调制，变换为频域的线路估计值。
14. 如权利要求13所述的接收装置，其中，所述创建单元包括 线路估计单元，使用所述导频区间进行线路估计；以及 逆正交变换单元，进行对所述线路估计的结果的逆正交变换，变换为延迟分布。
15. 如权利要求13所述的接收装置，其中，所述创建单元通过取所述导频区间和所述导频数据之间的时间波形的相 关而创建延迟分布。
16. 如权利要求13所述的接收装置，其中，所述创建单元包括 滤波器，通过将所述导频数据延迟并与系数相乘而生成所述导频区间的复本；比较单元，计算所生成的复本与实际的导频区间之间的差分；以及 系数修正单元，修正所述滤波器的系数以使计算出的差分变小， 在所述差分变成最小时，所述滤波器将所述系数作为延迟分布输出。
17. —种接收装置，具有多个接收天线并进行MIMO通信，该接收装置 包括接收单元，从多个接收天线接收混合了多个流的信号，该流为在由已知 且不变的图案的导频数据构成的导频码元之后配置了多个信息码元的流； 计算单元，使用与所述导频码元对应的每个流的导频区间，对所述流和所述接收天线的每个组合，计算与所述导频区间以上的时间长度对应的每个 频率的线路估计值；除去单元，使用计算出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应 的每个流的信息码元区间中包含的延迟波；以及生成单元，使用在未解调的流中与接收质量最高的流对应的延迟波除去 结果，对该流的信息码元区间进行解调，并生成接收复本，所述除去单元从接收信号中减去所生成的接收复本，除去在所述接收质 量最高的流以外的流的信息码元区间中包含的延迟波。
18. —种无线通信系统，包括发送装置和接收装置， 所述发送装置包括第一生成单元，从信息数据生成多个信息码元；第二生成单元，从已知且不变的图案的导频数据生成导频码元；以及 发送单元，发送信号，该信号为在所述导频码元之后接续所述多个信息 码元的帧结构，所述接收装置包括接收单元，接收所述帧结构的信号；估计单元，使用与所述导频码元对应的导频区间进行线路估计； 插值单元，在频率轴上对所述线路估计的结果进行插值，求线路估计值；以及除去单元，使用求出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的 信息码元区间中包含的延迟波。
19. 一种无线通信方法，用于具有发送装置和接收装置的无线通信系统， 所述发送装置包括以下步骤从信息数据生成多个信息码元；从已知且不变的图案的导频数据生成导频码元；以及发送信号，该信号为在所述导频码元之后接续所述多个信息码元的帧结构，所述接收装置包括以下步骤 接收所述帧结构的信号；使用与所述导频码元对应的导频区间进行线路估计； 在频率轴上对所述线路估计的结果进行插值，求线路估计值；以及 使用求出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的信息码元区 间中包含的延迟波。
20. —种无线通信方法，包括以下步骤 接收包含了由已知的导频数据构成的导频码元的信号；使用与所述导频码元对应的导频区间，创建最大延迟时间以上的范围的 延迟分布；对创建的延迟分布附加振幅为0的区间来进行扩展；以及 进行对扩展后的延迟分布的正交调制，变换为频域的线路估计值。
21. —种无线通信方法，包括以下步骤从多个接收天线接收混合了多个流的信号，该流为在由已知且不变的图 案的导频lt据构成的导频码元之后配置了多个信息码元的流；使用与所述导频码元对应的每个流的导频区间，对所述流和所述接收天估计值；使用计算出的线路估计值，除去在与所述多个信息码元对应的每个流的 信息码元区间中包含的延迟波；使用在未解调的流中与接收质量最高的流对应的延迟波除去结果，对该 流的信息码元区间进行解调，生成接收复本；以及从接收信号中减去所生成的接收复本，除去在所述接收质量最高的流以 外的流的信息码元区间中包含的延迟波。
全文摘要
公开了发送装置、接收装置及无线通信方法，能够在抑制码间干扰的同时，进一步降低冗余分量在信号中所占的比例，并提高传输效率。该发送装置(100)发送在附加了保护区间的导频码元之后接续多个码元的帧结构的信号。在接收该信号的接收装置(200)中，长FFT对象区间获得单元(202)从接收到的OFDM信号获得长FFT对象区间，该区间为使用导频码元除去延迟波的对象的区间。长FFT单元(203)对长FFT对象区间进行快速傅立叶变换，变换为频域的信号。频率均衡单元(204)使用线路估计值的插值结果进行长FFT对象区间的频率均衡。长IFFT单元(205)对频率均衡后的长FFT对象区间进行快速傅立叶逆变换，变换为时域的信号。
文档编号H04J11/00GK101103572SQ20058004699
公开日2008年1月9日 申请日期2005年12月27日 优先权日2005年1月20日
发明者上杉充, 太田英司, 蛯子惠介, 须增淳 申请人:松下电器产业株式会社