接收装置及接收方法

专利名称：接收装置及接收方法
技术领域：
本发明涉及一种接收装置及接收方法。
这些发明适于实现对可用于例如卫星通信、固定通信、便携电话或PHS (Personal Handyphone System)等陆地移动通{言或GPS (Global Positioning —System)等测距领域中的扩频通信的非同步CDMA (Code Division Multiple Access;码分多址)方式有用的滤波处理，得到可用作扩频码的伪 随机数序列。
背景技术：
以前，作为实现扩频通信、码分多址通信的扩频码，提议由线性反馈 移位寄存器(Linear Feedback Shift Register; LFSR)形成的M序列、体积 码、Gold序列等。这些扩频码系码中有以下两个特征。
第1、相同码彼此的相关(自相关)中具有一个峰值，不同码彼此的 相关(互相关)为0。这非常类似于白色噪音(white noise)。
第2、在构成码集合，以便在选择码集合中包含的不同的两个扩频码 的情况下，无论选择哪个，其互相关都接近0，此时，码集合中包含的码数 量相对码长N仅为0 (N)。因此，码的种类少。
另外，以前还知道TDMA (Time Division Multiple Access;时分多址) 或FDMA (Frequency Division Multiple Access;频分多址)。非同步CDMA
5通信系统与此不同，具有尽管未积极取得信号同步、但可利用所用码的相 关特性来进行解码的特征。因此，隐话性、隐匿性、耐干扰、妨碍性等好。
当前，非同步CDMA通信系统发展实用化，决定采用用来作为所谓IMT —2000 (International Mobile Telecommunication 2000)的下一代无线通{言的 ITU (International Telecommunication Union)标准基准。
通过近年来的研究可知，在非同步CDMA通信系统中，码间干扰噪声 的方差o决定系统性能。该方差o在将Gold码或体积码等伪白色噪音用作 扩频码的情况下，若将同时连接用户数量设为K，将码长设为N,则渐近 为
o = (K—1) /3N，例如下面文献中所示。
M.B.Pursley,[Performance Evaluation for Phased — Coded Spread — Spectrum Multiple—Access Communication —Part I:System Analysis] (IEEE Trans.Communications, vol.25 (1997 ) pp.795 — 799.)
这里，所谓渐近是指用户数量K与码长N取大值的情况。
以前，认为非同步CDMA通信系统的性能逻辑界限为o = (K—l) /3N 。但是，可知这种渐近关系的成立源于扩频码是伪白色噪音。
因此，在扩频码不是伪白色噪音的情况下，即不同码间存在几个相关 的情况下，性能的逻辑界限也可能提高。
最近，发现存在与扩频码是伪白色噪音的情况相比、具有码间干扰噪 声的方差o减少的自相关函数的扩频码。g卩，在自相关函数C (s)相对码 的移位量s如
C (s) — Const.X (—r) —s (0<r<l)
那样呈指数函数减少的情况下，干扰噪声的方差o变得比伪白色噪音 的情况还小。
尤其是在实脉冲常数r满足
r=2—31/2
的情况下，采用
<formula>formula see original document page 6</formula>等最佳相关函数形式。
这是因为相同误码率下的同时连接用户数量K比将伪白色噪音用作扩 频码情况下的非同步CDMA通信系统的用户数量的逻辑界限还增加了 15%。关于这点公开于下面的文献中。
G.Mazzini， R.Rovatti, and G.Setti[Interference Minimization by Autocorrelation Shaping In Asynchronous DS —CDMA Systems: Chaos—Based Spreading Is Nearly Optimal] (Electron. Lett. (1999) vol.35, pp.1054—1055 )
另外，在该文献中，还示出通过用部分倾率极大的多段线性映射构成 乱的扩频码，可近似地模式表示满足上述条件的相关函数C (s)。
但是，为了使用DSP (Digital Signal Processor)等实际生成这种扩频 序列并由便携电话等使用，必需高速性和低消耗功率，因此发生以下问题。
第1、因为扩频码由倾率极大的多段线性映射构成，所以一旦在DSP 或计算机等中进行计算，则存在漏位变大、得不到正确结果的问题。因此， 存在难以构成物理电路或装置并生成扩频码的问题。
第2、存在不能对任意的r (一KK1)来自由调整决定相关函数衰减 状态的参数的问题。
第3、上述文献中示出具有接近最佳相关函数的相关函数的多段线性 映射的种类少。但是，为了实现CDMA通信系统，最好尽可能有多种码。 因此，使用上述文献中公开的方法难以现实地构成CDMA通信系统。
第4、在使用线性移位寄存器生成的扩频码中，相关特性好的码的种 类相对码长N仅为0 (N)。与本来的码的种类仅为与2的幂成正比的数量 0 (2N)相反，非常少。因此，难以对应于用户数量的增大。
第5、因为键空间窄，所以译码必需的手续少。因此，产生通信保密 性变弱的问题。
这些问题在上述文献中公开的技术中未被改善。
因此，在解决这种问题的同时，强烈期望由适于非同步CDMA通信系 统的伪随机数序列(也称为PN (Pseudo Noise;伪噪音)序列。)构成的 扩频码的生成技术。另外，以前提议基于IMT2000W—CDMA系统、1CDMA2000系统、 无线LANIEEE802.11b等系统的无线通信技术。在这种无线通信中，为了 将相同频带用于多个通信连接中，利用CDMA (Code Division Multiple Access) o
在CDMA中，通过使用彼此不同的扩频码来扩频调制通信信息，可将 多个通信连接接入相同频带，或从相同频带中分离期望的通信连接。
另外，在这些无线通信中，通常将应传送信息变换为复数序列后进行 处理。
因此，在这种无线通信技术中，要求使用分离性能好的扩频码来进行 扩频调制的简易技术。
并且，以前提议将正交码序列(包含M序列、Gold码、从沃尔什" 才> 〉- )函数得到的正交码序列、从切比雪夫多项式得到的正交码序列、 贝克序列、曼彻斯特编码正交序列。以下相同。)用作扩频码的扩频技术。
例如，在基于IMT 2000 W—CDMA系统、1CDMA2000系统、无线LAN 正EE802.11b等系统的无线通信技术中，为了将相同频带用于多个通信连接 中，禾U用CDMA (Code Division Multiple Access)。
在CDMA中，通过将把正交码序列的要素配置在实部与虚部上的复数 设为扩频码，使用彼此不同的扩频码来扩频调制通信信息，可将多个通信 连接接入相同频带，或从相同频带中分离期望的通信连接。
在这种无线通信技术中，多在基站与移动终端之间进行通信，但通常 首先从移动终端向基站发送信号(UpLink通信)，在基站接收到信号后取 得同步，由此在两者间进行通信。
因此，在开始两者间的通信时，通过在此时的接收侧(通常为基站， 但也可能是移动终端)取得相关，由此取得同步。
另外，取得同步后的通信(Down Link通信)因为事先取得同步，所 以也可仅进行同步检波。
在这种无线通信技术中，始终要求分离性能更好、即便用户增加、BER (Bit Error Rate;误码率)也低的通信技术。并且，解决这些问题时对通用的进行滤波处理的装置、元件的期望也 大。另外，认为这种滤波处理在其它领域的应用范围也宽。
本发明的目的在于提供一种适于各种用途的接收装置以及接收方法。

发明内容
为了实现以上目的，根据本发明的原理，公开以下发明。 根据本发明的接收装置具备信号接收部、接收侧滤波部、码生成部、 码侧滤波部、相关检波部，如下构成。 艮P，信号接收部接收信号。
另外，接收侧滤波部将接收到的信号作为输入序列接收，对其进行滤 波处理后输出。
并且，码生成部生成扩频码。
码侧滤波部将生成的扩频码作为输入序列接收，对其进行滤波处理后 输出。
另外，相关检波部相对码侧滤波部的滤波处理的结果，相关检波接收 侧滤波部的滤波处理的结果，得到传送信号。
接收侧滤波部和码侧滤波部都是针对规定实脉冲常数r、规定实数常数 x、规定的延迟时间常数D和规定的正整数N的上述滤波装置,具备 输入端子，接受输入信号的输入； 延迟放大部，输出分别将接受所述输入的输入信号 以延迟时间t0、放大率aO延迟放大后的信号、 以延迟时间tl、放大率al延迟放大后的信号、
以延迟时间tM—l、放大率aM—l延迟放大后的信号 的M个信号；
加法部(204)，输出所述延迟放大后输出的M个信号的总和；和
输出端子，输出所述相加后输出的信号，
其中，
9t0、 tl、…、tM—1构成公差D的等差数序列，
a0、 al、…、aM—l构成第一项为x、公比为一r或一 1/r的等比数序列。
另外，在本发明的接收装置中，码生成部生成正交码序列、或由实部 和虚部分别不同的正交码序列构成的复正交码序列，作为扩频码，所述正 交码序列包含M序列、Gold码、从沃尔什函数得到的正交码序列、从切比 雪夫多项式得到的正交码序列、贝克序列、曼彻斯特编码正交序列。
根据本发明其它方面的接收方法具备信号接收步骤、接收侧滤波步骤、 码生成步骤、码侧滤波步骤、相关检波步骤，如下构成。
艮P，信号接收步骤中，接收信号。
另外，接收侧滤波步骤中，将接收到的信号作为输入序列接收，对其 进行滤波处理后输出。
并且，码生成步骤中，生成扩频码。
码侧滤波步骤中，将生成的扩频码作为输入序列接收，对其进行滤波 处理后输出。
相关检波步骤，将所述接收侧滤波步骤的滤波处理的结果相对于所述 码侧滤波步骤的滤波处理的结果进行相关检波，得到传送信号。
接收侧滤波步骤和码侧滤波步骤中，都通过针对规定实脉冲常数r、规 定实数常数x、规定的延迟时间常数D和规定的正整数N的上述滤波方法 来进行滤波处理，具备
输入步骤，接受输入信号的输入；
延迟放大步骤，输出分别将接受所述输入的输入信号
以延迟时间t0、放大率aO延迟放大后的信号、
以延迟时间tl、放大率al延迟放大后的信号、
以延迟时间tM—l、放大率aM—l延迟放大后的信号 的M个信号；
加法步骤(204)，输出所述延迟放大后输出的M个信号的总和；和 输出步骤，输出所述相加后输出的信号，其中，
t0、 tl、…、tM—l构成公差D的等差数序列，
a0、 al、…、aM—l构成第一项为x、公比为一r或一l/r的等比数序歹U。 另外，在本发明的接收方法中，码生成步骤中，生成正交码序列(包 含M序列、Gold码、从沃尔什函数得到的正交码序列、从切比雪夫多项式 得到的正交码序列、贝克序列、曼彻斯特编码正交序列。以下相同。)、 或由实部和虚部分别不同的正交码序列构成的复正交码序列，作为扩频码。


图1是模式表示本发明的伪随机数序列输出装置的示意结构图。 图2是表示切比雪夫映射的示意曲线。
图3是表示本实施形态可利用的FIR滤波器的示意结构模式图。
图4是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图5是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图6是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图7是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图8是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图9是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图IO是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图11是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图12是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图13是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图14是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图15是表示本方法的误码率的模拟结果的曲线。
图16是一发明的伪随机数序列的输出方法步骤的流程图。
图17是表示本发明发送装置的示意结构模式图。
图18是表示直接扩频状态的说明图。
图19是表示本发明的接收装置的示意结构模式图。
图20是表示进行相关检波情况下的接收装置实施形态的模式图。图21是表示接收非同步发送的信号的接收装置的实施形态的示意结 构模式图。
图22是表示适用本技术的情况下的W — CDMA系统与现有W_
CDMA系统中用户数与BER的关系的模拟结果的曲线。
图23是表示本发明的复滤波器实施形态的示意结构模式图。
图24是表示使用复滤波装置来进行W—CDMA用扩频调制处理的扩
频调制装置的示意结构模式图。
图25是表示复滤波装置的频率特性的曲线。
图26是表示通过扩频调制装置发送的信号的频谱分布的曲线。
具体实施例方式
下面，说明本发明的实施形态。下面的实施形态用于说明，不限制本 发明的范围。因此，本领域的技术人员应该明白，可采用将这些要素或所 有要素置换成与其等效的要素的实施形态，但这些实施形态也包含于本发 明的范围内。
(第1实施形态)
图1是表示本发明第1实施形态的伪随机数序列输出装置的示意结构 模式图(数据流图)。下面，参照图l进行说明。
本实施形态的伪随机数序列的输出装置101对规定的实脉冲常数r(一 l<r<l)和规定的实数常数C (C#0)输出长度N (N^l)的伪随机数序列， 具备序列接收部102、计算部103、和输出部104。
即，序列接收部102接收长度L (LSI)的扩频码(z[l]、 z[2].....
z[L])的输入，作为序列初始值。
另外，计算部103根据接受输入的z[l]、 z[2].....z[L]，计算对规定
的正整数M (1SM^N， M+N<L)满足
z,[I]二CEj叫m (—r) M+1—jz[j];
z'[2]二CI^m (—r) m+卜Jz[j + l];z，[N]=CEj=1M (—r) M+1-jz[j+N—1] 的(z,[l]、 z，[2].....z，[N])。
输出部104输出(z'[l]、 z'[2]、 ...、 z'[N])，作为伪随机数序列。
计算部103中的计算除可通过计算机的多项式运算实现外，还可通过 加减法电路与乘法电路的组合来实现。另外，也可由进行规定精度保证的 浮点运算实现，或通过有理数的运算来实现。如后所述。
序列接收部102中的序列初始值和整数参数的输入接收、或输出部104 的输出在计算机的情况下经RAM(Random Access Memory )或CPU( Central Processing Unit;中央处理单元)内的寄存器来进行，在电子电路的情况下， 可使用锁存器等来实现。
根据上述渐近式可知，因为分别求出z'[l]、 z'[2]、 ...、 z'[N]的计算彼 此独立，所以可以最大并行度N来并行计算。另外，因为用渐近式来描述， 所以也可通过循环的反复运算来容易进行计算。
作为成为序列初始值的扩频码，可使用M序列、Gold码、体积码、沃 尔什阿达玛正交码、或通过切比雪夫多项式生成的乱码等。下面，说明通 过切比雪夫多项式生成的乱码(caos)。
图2是表示切比雪夫多项式(ChebyshevMap)的曲线。切比雪夫多项 式当设整数a (a^O)为次数时，如
Ta (cos 6 ) =cos (a 9 )
所示，可由余弦函数的加法定理来定义。另外，如下所示，也可由有 理多项式来直接表现。
T0 (X) 二l; (X) =X;
T2 (x) =2x2—; T3 (x) =4x3—3x
a^l的切比雪夫多项式y二 Ta(x)都是将开区间一Kx〈映射到开区 间一Ky〈1的有理映射。
图2中，以y= T2 (x) 、 y= T3 (x) 、 y= T4 (x) 、 y= T5 (x)的形式曲线表示次数从2到5的切比雪夫多项式。横轴是x轴，纵轴是y 轴。
作为使用这种切比雪夫多项式生成的乱码，考虑如下情况。 第l、作为最基本的乱码，通过以下渐近式来计算。 z[i+l]=Ta (z[i])
第2、是对其进行应用后的乱码，使用渐近式
<formula>formula see original document page 14</formula>
来计算序列初始值<formula>formula see original document page 14</formula>、
规定整常数q,、 q2、 ...、 qs、规定整数参数p,、 p2.....ps (其中，q,modp,
#0、 q2modp2^10、…、qsmodps-O)。 (理论背景1)
使用切比雪夫多项式的乱码时输出的长度N的伪随机数序列的相关函 数变为上述最佳相关函数在遍历理论中展开的勒贝格频谱(Lebesgue Spectrum)理论。该理论公开于以下文献中。
V.I.Arnold and A.Avez [Ergodic Problems of Classical Mechanics] (W.A.Benjamin, New York, 1968 )
下面，说明勒贝格频谱理论。
现在，设从所谓
Xn+i=F (Xn)
的力学系生成的序列
Xi、 X2、
相对定义该力学系的区域Q上的极限密度分布函数(不变测度)p (x) dx具有遍历(二a3'—卜")性。
此时，根据关于该不变测度的内积 <u，v>= i" qu (x) v (x) P (x) dx可考虑自然将模方运算ll ll定义成 II V II 2二〈U,V〉
的希尔伯特空间L2。
根据上述文献，在该L2空间中唯一存在满足依赖于某个光学系的特殊
物质的正态正交基础
{ 4> 、 "j 将其称为勒贝格频谱。
这里，A是对该勒贝格频谱的各类附加等级的系数，j对应于在指示该 各类函数的等级下有无限个加法的0以上的整数。
根据该定义，可知勒贝格频谱是由无限个函数构成的正态正交函数系。 尤其是在采用等级X的种类数量(A的cardinality)无限的情况下，将该勒 贝格频谱称为无限勒贝格频谱。另外，在该勒贝格频谱不仅是正态正交基
础、而且在L2空间中是完全正态正交基础的情况下，将该勒贝格频谱称为
完全勒贝格频谱。
另外，所谓上述勒贝格频谱具有的特殊性质是指对所有入E A、 jej，
辆足
4> " j〇F= 4> a, j+i 其中，
(fOg) (x) =f (g (x)) 艮口，若提供函数
小、0，
则对类入的户l的勒贝格频谱函数
",j，
可全部通过反复适用定义力学系的映射F ( )来得到。 另外，通过假设勒贝格频谱形成正态正交系，各函数
与相对同一类的任意其它j^j'的函数
15和对任意其它类的入^A'的函数 正交。
作为具有完全勒贝格频谱的遍历力学系，有后述的由2次以上的切比 雪夫多项式提供的切比雪夫混乱力学系。切比雪夫混乱力学系公开于以下 文献中。
R丄.Adler， T丄Rivlin[Proc. Am.Math.Soc. 15] ( 1964， p794 ) 现在，设L2的某函数B (x)可象
b (x) 二i:^ 《,w
那样通过勒贝格频谱展开。 此时，相关函数
<B (x) B (F1 (x))〉三〈Bo，B,〉
根据勒贝格频谱的正交性，如
〈B。，B,> = J] :, a^,一,
那样，通过勒贝格频谱展开系数来提供。
该相关函数通过遍历性，等于
<B (x) B (F1 (x))
的时间平均
limN— (1/N) En=1NB (xn) B (xn+1)
各Xn通过渐近式
Xn+1=F (xn)
生成，但所谓该时间平均等于空间平均的遍历等式去除Q上的测量性 O的例外初始値Xl后成立。 现在，这里如下假设。 ax,m=C (—r) m (m》0)
其中，C是非O的常数。将其代入提供上面的相关函数的式中，则得
到
<formula>formula see original document page 16</formula>，相关函数象
C (1)三〈B。，B!〉二C， (一r) 1 (N—oo) 那样，呈指数函数减少。
这样，就符号移位量l而言，可对任意r (一1々<1)自由形成具有以 (一r)'的形式指数函数地减少的相关函数的序列。
尤其是如Mazzini发现的那样，与将随机码(也包含Gold码、体积码) 设为扩频序列时相比，在相同误码率下如上所述选择z'[l]、 z'[2]、 ...、 z，[N] 的情况下，理论上可增加15%的用户数量。
干扰噪声的方差为
timal=3I/2 (K—1) / (6N)
的扩频序列中，其相关函数的渐近动作最好象
C (s) NConst. X (—r) —s (0<r<l)
那样。因此，只要准备具有勒贝格频谱的遍历力学系、和如通过该勒 贝格频谱函数定义的上述B (x)那样设计的滤波器就足够。 a"=C (—r) m (m》0); f2—31/2
这里的问题是应如何通过容易实现的形式来构成遍历力学系
F (x)禾口
勒贝格频谱
下面，说明基于切比雪夫映射的结构。
现在，考虑2次以上的切比雪夫多项式Tp (x) (p^2)。该切比雪夫 多项式如上所述，定义成Tp (cos6 ) =cos (p9 )，可知对各p值，在闭 区间Q[—l,l]上的分布函数
P (x) dx=dx/ (兀(l一x2))
下，对q^p的整数q、 p，如 '
jMT(; ,x)r(g,;c)p(jc)血=0
那样正交。通过这些切比雪夫多项式和分布函数，可构成希尔伯特空间L2。此时，
切比雪夫多项式成为希尔伯特空间L2中的具有完全性的正交基础。
上述文献中，公开了由两个以上切比雪夫映射提供的力学系除具有遍
历性外，具有比此还强的混合性的性质。此时的遍历的不变测度通过定义
上述正交性的密度函数P (x)来提供。
根据这些性质，现在对j^0、 q (modp) #0，如 小q,尸T (qp'，x)
那样定义函数系①q、j (X)。
此时，根据切比雪夫多项式自身的正交性和关系式
Cl)qj (T (p，X))
=T (qp1 (T (p，x))) =T (q，,，x)
，可知①q、j (X)是勒贝格频谱。
因此，若对整数M (1当M芸N)如
B (x) =Ej=1N (—r) 、qJ (x) 其中r二2一31/2那样设计滤波器，则通过上述勒贝格频谱理念的相关函数的明示，可 构成具有相关函数
C (s) — Const.X (—r) —s
的非同步CDMA通信系统用的扩频码。这如上所述由Mazzini的理论 公开，通常将随机码设为基础的非同步CDMA的一定误码率下的用户数量 可增加15%。
这里，着眼于
B (X》=Ej=1M (—r) J(l)q，j (X》=Ej=M (—r) j
T (qpUO =Ej=1M (—r) jT (q，X1+j)
成立，对于任意整数m (l^m^N-1)，为
B (Xm) =EMM (—r) j4>qj (Xm) 二Ej叫m (—r) jT (q^，Xm) 二Ej叫m (-r) jT (q，Xm+j)。 该函数B (X)在q二l的情况下，为Tq (x) =x， B (Xm) =Ej=1M (—r) jXm+j 成立。
这意味着取得通过分别将序列Xm+,、 Xm+2、…、Xm+m—、Xm+M (l司
■ M)提供给C (一r) m"—j的常数来常数倍后的结果之和的操作。
这不排除作为数字信号处理的基本滤波器之一 FIR滤波器(Finite
Impulse Response Filter )的操作。
由此，可构成通过现有的DSP技术来由本FIR滤波器实现本发明计算
的高速且低消耗功率的设备。下面，说明这种设备。 (滤波器的实施形态)
图3是表示如此构成的滤波器的示意结构模式图。
滤波器201接收切比雪夫混乱型扩频码序列等各种扩频码序列X,、X2、 X3、…的输入，作为输入序列。
接收到的扩频码序列通过串联连接的延迟电路202被依次延迟后配 送。延迟时间为芯片长度D。 g卩，延迟时间为
0、 D、 2D、 3D、 4D、…、(N—1) D
因此，延迟时间构成以芯片长度D为公差的等差数序列。
也可在延迟电路202的前级中配置其它延迟电路。此时，提供给放大 器203的被延迟序列的延迟时间分别仅加上其它延迟装置的延迟时间。尤 其是在设其它延迟装置的延迟时间也为D时，将仅延迟D、 2D、 3D、 4D、...、 ND后的序列输入放大器203。
另外，由放大器203来放大依次出现在延迟电路202彼此之间的扩频 码。图3中，对于规定的实数常数x，放大率分别为x (—r) \ x (—r) 2、 x (-r) 3、…、x (—r) M—]、 x M。艮P，放大率构成以r为公比的等
比数序列。
这里，将r设为由2—31/2定义的实脉冲常数的情况最佳，但尽管未严 格满足上述情况，只要一l^rSl，则可用于非同步CDMA通信系统的扩
19频码生成中。尤其是在计算固定小数点的情况下，在该精度下可采用最接
近2—31/2的值。
加法器204将放大器203放大后的信号相加，结果，作为输出序列， 依次输出模块随机数序列Y,、 Y2、 Y3、...。
为了更容易理解，在忽视输出对输入的延迟时间、且有无限长度的输 入的情况下，在输入的序列依次为…、s-2、 s—,、 so、 s，、 s2、...的情况下， FIR滤波器201的输出为
x (s_N—1 (—r) N-屮"+ s一4 (—r) 2+s一3 (_r) '+s一2), x (s-N (—r) N—! +…+s-3 (一r) 2+s-2 (一r)+s-。， x (s一關(一r) N-' +…+ s一2 (—r) 2+s—, (—r) i + s。)， x (s—N+2 (_r) N-' +…+s一(_r) 2+So (—r) ，+Sl), x (s_N+3 (一r) N—' +…+ So (一r) 2+Sl (一r) ，+s2),
通过如此构成，从延迟电路202输出的多个延迟序列的延迟时间构成 公差D的等差数序列，对应的放大率构成公比为(一r)或公比(一l/r)的 等比数序列。
这些延迟电路202、放大器203、加法器204都可由简单的运算电路构 成。因此，可使用计算机根据软件进行运算，也可使用ASIC、 DSP、 FPGA 等构成专用硬件后进行运算。
另外，本实施形态有效连线延迟电路202与放大器203来构成，但例 如若将
延迟时间O的延迟电路与放大率x (—r) g的放大器、 延迟时间D的延迟电路与放大率x (—r)'的放大器、 延迟时间D的延迟电路与放大率x (—r) 2的放大器、
延迟时间D的延迟电路与放大率x (—r) N—'的放大器、 并联连接在接收输入序列的端子上，将延迟放大的结果并联连接在加法器上，则可得到同样的效果。此时，各延迟电路与放大器的组合顺序任 一都可接近加法器。
(理论背景2)
回到以前，在将使用切比雪夫多项式生成的乱码用作扩频码的情况下， 可周期形成码序列。
艮P，在Xj二Xj+n+,的情况下，不必准备2N—1个数值X，、…、X2N—,。
若仅有N个X,.....XN，则可利用周期性来对所有m (0SmSN)计算B
(Xm)。因此，可进一步縮短计算时间。
同样，可知切比雪夫多项式的积
T (pi,x)T (P2,X2)…T (ps，Xs)
在S维立方[一l，l]s上变为完全正交基础。
在上述随机数输出装置的实施形态中，在利用滤波器201的情况下， 根据分别由q,modp,^0、 q2modp2#0、…、qsmod ps#0成立的s个整数
参数p,、 p2.....Ps来确定s个规定正整数q,、 q2.....qs的切比雪夫映射
力学系，对分别生成的s维实数值x,、 x2、 ...、 &和1^m^2N—l来计算 s个积
z[m]= T (qi，x》T (q2,x2)…T (qs,xs)
此时，由计算的值z[l]、 z[2].....z[2N—l]构成的长度N的伪随机数
序列
z,[1]二I:j叫m (-r) jz[j];
z，[2]二E"m (—r) jz[j + l];
z，[N]二Ej叫m (—r) jz[j+N—l];
的相关函数满足
C (s) 一Const.X (_r) —s
因此，若定义为2—31/2，且使码长N足够长，则将由s维直积(？) 混乱力学系形成的伪随机数序列设为扩频码的非同步CDMA的干扰噪声的 方差通过上述Mazzini的理论，由
o—,=31/2 (K—l) / (6N)表示，与现有的非同步CDMA通信系统的情况相比，在相同误码率下 可确实增加15%的用户数量。
另夕卜，对于切比雪夫映射T (p， x)与微分同相映射G (x)，若有满 足关系(同相位型)
F (p， G (x) ) =G (T (p， x))
的F (p， x)，则该F (p， x)也具有与切比雪夫映射同等的勒贝格频 谱，并且，自相关函数同样构成按(一r)'状态减少的混乱序列。 (实验结果)
下面，表示固定伪随机数序列的长度N、对用户数(User) K及接头 数(Number of Taps) M计算本方法的误码率的模拟结果。提供的扩频码 (SpredingS叫yence)是切比雪夫码(Cebyshev) 、 Gold码(Gold Seq)及 一般的随机列(Random (Uniform))。在本方法中，使用以下参数。
s=l。
p=2 (切比雪夫Generator的次数相当于2)。
图4一图7针对码长N二31，图8—图11针对码长=63，图12—图15 针对N二127。
本方法的结果为曲线中的Cebyshef+FIR、 Gold S叫+FIR、 Random十 FIR，相对2_31/2得到。
从这些模拟结果可知，在使用任一扩频码的情况下，与现有方法相比， 可在相同误码率下确保增加15%的用户数。
另外，可知相对接头数M的误码率在M=2—5左右饱和。因此，还 可知滤波器的级数M也最好为该数左右。
此外，可知提供的扩频码未必是使用切比雪夫多项式的乱码。 (输出方法的具体内容)
图16是表示伪随机数序列的输出装置101中执行的处理、即本发明的 伪随机数序列的输出方法的步骤的流程图。
伪随机数序列的输出装置101接收序列初始值与整数参数(次数)(步 骤S301)，根据这些值与上述渐近式，计算伪随机数序列(步骤S302)，
22输出计算后的伪随机数序列(步骤S303)，结束本处理。
这样，本发明的伪随机数序列的输出方法通过通用计算机、并行计算
机、便携终端、尤其是通信终端、游戏装置等信息处理装置，可容易执行。 另外，使用DSP或FPGA (Field Programmalbe Gate Array)等数字电
路，也可容易执行本发明的伪随机数序列的输出方法。 (发送装置的实施形态)
图17是表示本发明发送装置的示意结构模式图。向与上述图相同的要 素标以相同符号。下面参照图17来说明。
发送装置401具备信号接收部402、序列输出部403、扩频部404、信 号发送部405。序列输出部403具备伪随机数序列的输出装置101，对其进 行控制。
信号接收部402接收应传送的信号。典型的传送信号在便携电话或PHS 的情况下为声音信号。在进行数字通信的情况下为电的数字信号。在进行 光通信的情况下，也可通过从光信号变换为电信号，接收电信号，在由光 计算机实现伪随机数序列的输出装置101的情况下，原样接收光信号。
序列输出部403使其具备的伪随机数序列的输出装置101接收分配到 发送装置401的序列初始值和整数参数(次数)。伪随机数序列的输出装 置101如上所述，因为输出伪随机数序列，所以序列输出部403输出该伪 随机数序列。
序列初始值和整数参数(次数)可事先向各发送装置401分配不同的 值。将制造号码、设备号码、批准号码等数值记录在ROM (Read Only Memory)中的通信终端普及，但同样，可事先将序列初始值和整数参数(次 数)记录在ROM中，该发送装置401总是使用相同的序列初始值和整数 参数(次数)。另外，也可利用记录多种用于ROM内的序列初始值和整 数参数(次数)、每次通信时随机选择这些值的方法。
在采用这种实施形态的情况下，与发送装置401通信的接收装置必需 通过某种方法知道ROM内记录的序列初始值和整数参数(次数)，但在 接收装置与接收装置变为一对的情况下，可采用共享相同的序列初始值和整数参数(次数)来记录的实施形态。
在有多个序列初始值和整数参数(次数)种类的情况下，发送装置401 可使用其中之一、或通过后述的相关检波来进行调用。另外，也可使用通 过基于切比雪夫多项式的渐近式得到的混乱随机数序列，准备多个序列初 始值。并且如后所述，可使用公开密钥加密的方法，由发送装置401与接 收装置安全地共享序列初始值和整数参数(次数)。
扩频部404在信号接收部402接收的传送信号中，依次乘以序列输出 部403输出的伪随机数序列的要素，进行直接扩频。这里，说明将时刻t 的信号值作为s (t)、[将序列要素依次乘以信号s (t)]的方法。
在使用长度N的序列的要素的情况下，根据该要素与直接扩频的芯片 长度w，[将序列要素依次乘以信号s (t)]的周期变为Nw。
从规定时刻to开始，在[将序列要素依次乘以信号s (t)]的情况下，用 得到必要质量的芯片长度w来离散信号s (t)。例如，考虑对每个芯片长 度w得到信s (t)的值的方法、或得到芯片长度w间的信号s (t)的值 的平均的方法等。这里，为了明确说明，使用前者的方法来说明。
芯片长度w需要成为可在接收装置侧以必要的质量充分解码传送信号 的信息的长度，但可通过公知的方法来选择适当的芯片长度。
另外，若选择适当的芯片长度w，则通过仅在该芯片长度时刻w依次 输出离散后的信号列，从最初的传送信号看，可得到质量很好的信号。
离散后的信号可用以下的数序列来表现。
s (t。) 、 s (t。+w) 、 s (t。+2w) 、 s (to+3w) 、 s (t0+4w)、… 这对于整数i (0^0 ，可整理为 Si=s (to+iw)。
在采用芯片长度w间的信号s (t)的值的平均的方法中，如下所示进 行整理。
Si= (1/w) ]"^0。+/")^/
这些信号列Si (O^i)是以必要的质量来离散传送信号后的信号列。 将该信号列直接扩频后的信号列如s0z，[l]、 s，z，[2]、…、sN—,z，[N]、 sNz，[l]、 sn+1z，[2]、…所示。
艮口，对于整数i (0Si) ， SiXz，[ (imodN)十l]是该数序列的一般项。 这里，xmody表示用x除以y后的余数。
通过分别仅以芯片长度的时间来发送该信号列的要素，可以相同时间 长度来发送接收到的规定时间长度的传送信号。
图18中示出直接扩频处理的状态。对于信号接收部402接收的传送信 号501，通过反复乘以序列输出部403输出的伪随机数序列502的要素，得 到扩频部404输出的信号503。
信号发送部405发送扩频部404输出的信号503。例如在便携电话或 PHS的情况下，经天线进行发送，在计算机通信网的情况下，经有线电话 线路或有线/无线LAN线路或经光缆进行发送。 (接收装置的实施形态)
本发明的接收装置与上述发送装置一样，使用上述伪随机数序列的输 出装置，得到伪随机数序列，将该数序列用作直接逆扩频用的扩频码。图 19是表示本发明的接收装置的示意结构模式图。下面，参照图19来进行说 明。
接收装置601具备信号接收部602、序列输出部604和逆扩频部605。 信号接收部602接收由上述发送装置401发送的信号。信号接收部602 例如通过对天线、电话线路或光缆线路等的接口来实现。
信号接收部602接收的信号中，包含通信对方以外的发送装置401发 送的信号或噪声。为了去除这些不要的信号，通信对方的发送装置401使 用与直接扩频中使用的伪随机数序列相同的伪随机数序列。序列输出部604 通过使上述伪随机数序列的输出装置101接受通信对方的发送装置401使 用的序列初始值与整数参数(次数)，输出该伪随机数序列。因此，接收 装置601的序列输出部604的实施形态与发送装置401的序列输出部403 一样。
在解码通信对方的发送装置401接收的传送信号中，也可对通信对方的发送装置401发送的信号依次乘以伪随机数序列的要素的倒数，进行直 接逆扩频。
若取同步，则逆扩频部605通过向接收到的信号列 s0z，[l]、 s,z，[2]、…、sN—!z，[N]、 sNz，[l]、 sN+1z，[2]、... 依次乘以伪随机数序列的要素的倒数 l/z，[l]、 l/z，[2]、…、1/z，[N]
得到以必要质量解码传送信号的信息的信号列
So、 Si 、 …、Sn—l 、 Sn、 Sn+ 1 、 …
。若分别仅以芯片长度时间w来依次输出该信号列，则传送信号可以
必要的质量进行复原。
同步中，除后述的相关检波外，还考虑共享时钟的方法等各种方法， 这些实施形态也包含在本发明的范围内。
如下所示，使用在发送装置401与接收装置601中进行通信的公开密 钥加密的方法，接收装置的生成部611可生成与发送装置401相同的序列
初始值和整数参数(次数)。
首先，接收装置601生成公开密钥与秘密密钥对。接着，接收装置601 向发送装置401发送公开密钥。发送装置401用该公开密钥加密自己使用 的序列初始值和整数参数(次数)，发送到接收装置601。接收装置601 用秘密密钥解码发送的密码，得到序列初始值和整数参数(次数)。
作为这种公开密钥加密的方法，可使用本发明的发明者在特愿平ll一 152063号中公开的混乱加密。
(扩频、逆扩频的其它实施形态)
除上述实施形态外，在扩频、逆扩频时，还可采用以下实施形态。艮口， 分别考虑想传送采用+ 1或一l的值的以下信息数据。
b,、 b,、 b3、...
发送装置401中，向该序列依次如下所示乘以伪随机数序列。 blZ，[l]、 bz'[2]、…、b!z，[N]、 b2z，[l]、 b2z,[2]、…、b2z,[N]、b3z，[l]、 b3z，[2].....b3z，[N]、...
发送装置401传送完成扩频的信号。
另外，接收装置601接收到的信号如下所示。
Si,S2，…，Sn, Sn+1，Sn+2，…，S2N, S2N+1 ,S2N+2,…,S3N，
接收装置601对其依次乘以伪随机数序列，每N个取和。即，如下进 行逆扩频。
e产s,z，[l] + S2Z，[2]H-----hsNz，[N],
e2=sN+ iz， [ 1 ] + sN+2z， [2] H-----h s2Nz， [N],
e2=s2N+1 z, [ 1 ] + s2N+2Z， [2] H-----h s3Nz ， [N]，…
如此得到的序列是复原后的信息数据。
在该方法中，从发送装置401发送最初的信息数据b,、 b!、 b3、...的N 倍个数的数据。接收装置601将复原的信息数据e,、 ei、 e3、...的个数变为 接收到的数据个数的1/N。因此，若设发送和接收到的信号的芯片长度为w， 则最初的信息数据和复原后的信息数据的芯片长度变为Nw。
上述计算相当于内积，但因为扩频码彼此正交，所以通过取内积，可 将其它用户的发送信号的振幅变为零。因此，可仅取得必要的信号。
相关检波的实施形态
发送装置401在从多个伪随机数序列中选择任一个并进行直接扩频的 情况下，接收装置601通过相关检波，可得知选择到的伪随机数序列。另 外，通过相关检波，可取得直接逆扩频用的同步。
下面，参照图20来说明进行相关检波情况下的接收装置的实施形态。 图20中，向与上述图中所示要素相同的要素标以相同符号。
接收装置601除信号接收部602、序列输出部603和逆扩频部605夕卜， 还具备生成部611、和相关检波部612。
生成部611输出可由发送装置411选择的序列初始值与整数参数(次
27数)的组。也可仅输出1个伪随机数序列。此时，相关检波部612由于不 必从多个序列初始值和整数参数(次数)的组中选择任1组，所以用于取 得信号同步。
序列输出部604对应于生成部611生成的序列初始值和整数参数(次 数)，分别输出发送装置411可选择的伪随机数序列。
相关检波部612对序列输出部604输出的各伪随机数序列尝试相关检 波。通过将想调用的伪随机数序列的要素依次乘以接收到的信号，进行相 关检波。相关检波的方法可使用公知的方法。
本实施形态中使用的伪随机数序列的相关特性好，所以在接收装置601 选择不同伪随机数序列的情况下，乘法后的信号强度变得极弱，相关检波 失败。
另外，在选择与发送装置401的伪随机数序列的数序列并进行相关检 波的情况下，乘法后的信号强度超过规定值。另外，可以移动伪随机数序 列的偏移量，取得信号同步，以与接收信号同步。
逆扩频部605向信号接收部602接收到的信号中依次乘以相关检波部 612选择后同步于该接收到信号的伪随机数序列的[要素的倒数]，解码传送 信号。
对于接收到的信号，相关检波部612依次乘以伪随机数序列的要素， 相反，逆扩频部605依次乘以伪随机数序列的[要素的倒数]。前者中，计算 自相关、互相关，相反，后者中，进行解码。 (通信系统)
本实施形态的通信系统可由上述发送装置401、和接收发送装置401 发送的信号后解码传送信号的上述接收装置601构成。在这些发送装置401 与接收装置601中，若使用的伪随机数序列不同，则传送信号的解码失败。
因此，即使多个发送装置401与多个接收装置601以相同的频带进行 通信，也可在保持隐话性的同时，保证对应于正在使用的通信者对数量的 质量，彼此进行通信。
尤其是本实施形态生成的伪随机数序列与现有的伪随机数序列相比，可大幅度增加码的种类，所以适于潜在地包含多个用户的CDMA方式的通 信。
(接收非同步发送的信号的接收装置) 移动通信中的基站通过从移动终端非同步发送信号，开始两者间的通 信。下面，说明将本发明适用于这种基站的接收装置中的实施形态。图21 是表示本实施形态的接收装置的示意结构模式图。
接收装置2101经天线2102接收信号。接收到的信号通过带通滤波器 (BPF) 2103，接受从RF频带变换到基带频带的处理，发送到接收侧滤波 器2104。
另外，码生成部2111生成包含于正交码序列中的码。在正交码序列中， 例如有以下序列。 M序列 Gold码
从沃尔什函数得到的正交码序列(沃尔什=阿达玛序列)
从切比雪夫多项式得到的正交码序列
贝克序列
曼彻斯特编码正交序列
并且，在CDMA通信技术中，使用复数扩频码来进行扩频、逆扩频的 信号处理。因此，此时，在实部与虚部中，生成分配这些正交码序列中包 含的码后的复数，作为码。
将生成的码发送到码侧滤波器2112。
这里，在接收侧滤波器2104与码侧滤波器2112中，作为上述图3所 示的FIR (Finit Impulse Response)滤波器201，利用具有相同参数D、 x、 r、 N的滤波器，但最好设1 =2—31/2。
相关检波部2108相关检波由接收侧滤波器2104与发送侧滤波器2112 处理过的信号。复数彼此的相关通过采用任一复数的共役，计算与其它复 数的积来得到。
通过使移动站的扩频码与基站的逆扩频码相同，适当逆扩频该相关检
29波的结果等，得到传送信号。
在移动通信中的基站中，通过从移动终端非同步发送信号，开始两者
间的通信。因此，相关检波对BER的降低极为重要。另夕卜，在从基站到移 动站的通信(Down Link通信)的情况下，因为事先取得同步，所以未必 用到本技术。
本实施形态的特征在于，若仅适用于基站侧(接收侧)，则足以提高 BER，另外，己普及利用的移动终端可接着原样利用。
图22是表示适用本技术的情况下的W — CDMA系统与现有W — CDMA系统中的用户数量与BER的关系的模拟结果曲线。下面，参照图 22来说明。
图22中，横轴为用户数量，纵轴为BER，示出适用本技术的情况(图 中的LSF (BS))与现有技术的情况(图中的W/OLSF)的结果。
例如在用户数量为20的情况下，在现有技术中，BER为0.005左右， 相反，在本技术中，BER为0.003左右，可知BER明显提髙。在相同BER 下考虑吋，在本技术中，仅通过在基站侧实施本技术的滤波处理，与现有 技术相比，可将用户数量提高1成 2成。
尤其是，因为仅通过使用简易的本发明的GIR滤波器，就可将具有相 同用户容量的W—CDMA用基站的设施成本削减1成 2成，所以尤其是 在促进W—CDMA系统的普及时，本实施形态极为有效。 (复滤波器)
图23是表示本发明的复滤波器的最佳实施形态，尤其是表示适于W— CDMA票据的移动电话等的滤波装置的示意结构模式图。
本实施形态的滤波装置3101使用规定的脉冲常数r与规定的延迟时间 常数D，滤波处理复数序列，具备输入接收部3102、实处理部3103、虚处 理部3104、和输出部3105。
首先，输入接收部3102接收复数的序列的输入。
接着，实处理部3103输出通过输入接收部3102接收输入后的复数序 列中、将实数部的序列作为输入接收后输出滤波处理后的序列。另外，虚处理部3104输出通过输入接收部3102接收输入后的复数序 列中、将虚数部的序列作为输入接收后进行滤波处理后的序列。
实处理部3103与虚处理部3104中进行的处理可并行执行。
输出部3105输出将由实处理部3103输出的序列设为实数部、将由虚 滤波部输出的序列设为虚数部的复数序列。
这里，实处理部3103及虚处理部3104输出使输入的序列延迟后的多 个序列，分别放大该多个序列，输出该放大后的序列的总和，该多个序列 的延迟时间构成公差D的等差数序列，对应的放大率构成公比一r或公比 一l/r的等比数序列。
这里，实处理部3103及虚处理部3104是上述图3所示FIR (Finit Impulse Response)滤波器201，使用相同参数D、 r、 x、 N。使用两个FIR 滤波器201，分别滤波处理复数序列的实数部与虚数部。 (扩频调制装置)
图24是表示使用上述滤波装置3101来进行W—CDMA用扩频调制处 理的扩频调制装置的示意结构模式图。
扩频调制装置3301具备加扰部3302和调制部3303。
这里，加扰部3302输出通过芯片速率1/D的规定扩频码加扰输入的数 字复数的实数部与虚数部后的复数。
本实施形态是用于W—CDMA，所以在加扰中，适用根据IMT2000W 一CDMA系统标准的系统，但在使用其它无线通信系统(CDMA2000系统 标准、无线LAN正EE802.11b等)的情况下，进行适合该系统的加扰。
图23中示出使这种实数部与虚数部结合来进行加扰的实例。在图23 的实施例中，将长度为225 — 1的Gold码加扰成加扰用代码。通过对从两种 25次有限体GF (2)上的生成多项式中生成的M序列的每个比特取得异或 逻辑或，生成该Gold码。
另外，如H.Holma and A.Toskala， "W—CDMA for UTMS" ( John Wiley and Son, 2001)或3rd Generation Partnership Project (3GPP) ; Technical Specification Group Radio Access Network; Spreading and Module (FDD)(3GTS 25.213)中所示，在W—CDMA标准下，以3.84M芯片/秒生成加 扰用代码。
加扰后的多比特信息通过标记映射(SM)变换为比特列或比特列的列， 将它们作为复数序列的输入，提供给调制部3303内的滤波装置3101。调制 部3303内的滤波装置3101的输出成为扩频调制装置3301的输出。
该扩频码中，可使加扰部加扰Gold码、贝克序列或沃尔什=阿达玛之 一，作为扩频码。
此外，该扩频码中，也可在具有遍历性的映射力学系的轨道各点提供 扩频码。作为具有遍历性的映射力学系，例如将2次以上的a次切比雪夫 多项式Fa ( )设为映射。
另外，调制部3303将由加扰部3302输出的复数作为输入提供给上述 滤波装置3101，进行扩频调制。如上所述，输入的数字信号的芯片长度与 调制部3303使用的FIR滤波器201的延迟时间的参数都等于规定的延迟时 间D。
(实验结果)
下面，说明对上述实施形态中使用的滤波装置3101的特性与传送的信 号特性进行实验的结果。
图25是表示滤波装置3101的频率特性的曲线(横轴为频率OMHz— 5MHz，纵轴为强度一卯db—10db)。图26是表示通过上述扩频调制装置 301发送的信号的频谱分布的曲线(横轴为频率0Hz-0.5Hz，纵轴为强度 一120db—10db)。
如图25所示，滤波装置3101的频率频谱在频率为0MHz—5MHz时， 强度变为一2db—2db。如图26所示，扩频调制后的频率频谱在频率OHz— 0.1Hz与0.4Hz—0.5Hz时，强度为山谷形状，变低，但在0.15Hz—0.35Hz 的范围内，强度示出平坦的频谱形状。
此时，滤波装置3101的频率特性与使整个频带通过的滤波器(allpass filter)相同，可知滤波装置3101不影响传送的信号的频谱分布。
另夕卜，设传送速率为60kbps、用户为15人、WWGN信道Eo/No为10db，构成W—CDMA系统，进行实验。此时，在现有方法的情况下，误码率为 0.0012，相反，根据本实施形态，为0.00075。因此，误码率约减少到6成， 示出本实施形态的有效性。
因此，在将本实施形态适用于无线通信的情况下，即使多个发送装置 与多个接收装置以相同的频带进行通信，也可确保隐话性，同时，可保证 对应于正在使用的通信者数量的质量，进行彼此通信。
产业上的可利用性
如上所述，根据本发明，可提供一种适于各种用途的滤波装置、接收 装置、发送装置、扩频调制装置、伪随机数序列的输出装置、滤波方法、 接收方法、发送方法、扩频调制方法、伪随机数序列的输出方法及在计算 机上实现它们的程序。
本发明基于2001年3月26日申请的特愿2001—087480号、2001年 10月2日申请的特愿2001 —306794号和2001年2月21日申请的特愿2002 一045255号，包含其说明书、权利要求书、附图及摘要。上述申请的公开 作为引证，整体包含于本说明书中。
权利要求
1、一种接收装置，其特征在于具备信号接收部(201)，接收信号；接收侧滤波部(2104)，将所述接收到的信号作为输入序列接收，对其进行滤波处理后输出；码生成部(2111)，生成扩频码；码侧滤波部(2112)，将所述生成的扩频码作为输入序列接收，对其进行滤波处理后输出；和相关检波部(2108)，将所述接收侧滤波部的滤波处理的结果相对所述码侧滤波部的滤波处理的结果进行相关检波，得到传送信号，所述接收侧滤波部(2104)和所述码侧滤波部(2108)都是对规定实脉冲常数r(—1<r<1)、规定实数常数x(x≠0)、规定的延迟时间常数D和规定的正整数M(M>1)的滤波装置(201)，具备输入端子，接受输入信号的输入；延迟放大部，输出分别将接受所述输入的输入信号以延迟时间t0、放大率a0延迟放大后的信号、以延迟时间t1、放大率a1延迟放大后的信号、. ..、以延迟时间tM-1、放大率aM-1延迟放大后的信号的M个信号；加法部(204)，输出所述延迟放大后输出的M个信号的总和；和输出端子，输出所述相加后输出的信号，其中，t0、t1、...、tM-1构成公差D的等差数序列，a0、a1、...、aM-1构成第一项为x、公比为—r或—1/r的等比数序列。
2、 根据权利要求1所述的接收装置(2102)，其特征在于所述码生成部生成正交码序列、或由实部和虚部分别不同的正交码序 列构成的复正交码序列，作为扩频码，所述正交码序列包含M序列、Gold码、从沃尔什函数得到的正交码序 列、从切比雪夫多项式得到的正交码序列、贝克序列、曼彻斯特编码正交 序列。
3、 一种接收方法，其特征在于具备 信号接收步骤，接收信号；接收侧滤波步骤，将所述接收到的信号作为输入序列接收，对其进行 滤波处理后输出；码生成步骤，生成扩频码；码侧滤波步骤，将所述生成的扩频码作为输入序列接收，对其进行滤 波处理后输出；和相关检波步骤，将所述接收侧滤波步骤的滤波处理的结果相对于所述 码侧滤波步骤的滤波处理的结果进行相关检波，得到传送信号，所述接收侧滤波步骤和所述码侧滤波步骤都是对规定实脉冲常数r ( _ l<r<l)、规定实数常数x (x-0)、规定的延迟时间常数D和规定的正整 数M (M>1)的滤波方法，具备输入步骤，接受输入信号的输入；延迟放大步骤，输出分别将接受所述输入的输入信号以延迟时间to、放大率ao延迟放大后的信号、以延迟时间t,、放大率a,延迟放大后的信号、以延迟时间tM—卜放大率aM-i延迟放大后的信号 的M个信号；加法步骤(204)，输出所述延迟放大后输出的M个信号的总和；和输出步骤，输出所述相加后输出的信号，其中，to、 t,.....tM-,构成公差D的等差数序列，ao、 a,.....aM—t构成第一项为x、公比为一r或一l/r的等比数序列。
4、根据权利要求3所述的接收方法，其特征在于-所述码生成步骤中，生成正交码序列、或由实部和虚部分别不同的正 交码序列构成的复正交码序列，作为扩频码，所述正交码序列包含M序列、Gold码、从沃尔什函数得到的正交码序 列、从切比雪夫多项式得到的正交码序列、贝克序列、曼彻斯特编码正交 序列。
全文摘要
本发明涉及一种接收装置及接收方法，具备信号接收部、接收侧滤波部、码生成部、码侧滤波部和相关检波部。接收侧滤波部和码侧滤波部都是对规定实脉冲常数r、规定实数常数x、规定的延迟时间常数D和规定的正整数M的滤波装置，具备输入端子；延迟放大部，输出分别将接受输入的输入信号以延迟时间t₀、放大率a₀延迟放大后的信号、以延迟时间t₁、放大率a₁延迟放大后的信号、…、以延迟时间t_M-1、放大率a_M-1延迟放大后的信号的M个信号；加法部，输出延迟放大后输出的M个信号的总和；和输出端子，输出相加后输出的信号，其中，t₀、t₁、…、t_M-1构成公差D的等差数序列，a₀、a₁、…、a_M-1构成第一项为x、公比为-r或-1/r的等比数序列。
文档编号H04B1/707GK101447805SQ20081016611
公开日2009年6月3日 申请日期2002年3月26日 优先权日2001年3月26日
发明者山口明宏, 梅野健, 石圣弘 申请人:独立行政法人科学技术振兴机构;株式会社硕琉;山口明宏