专利名称：双频匹配电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及双频匹配电路，其被插入装载于便携式终端的天线与高频电路之间，且在期望的2个频带下在上述天线与上述高频电路之 间进行阻抗匹配。
背景技术：
现今，移动电话服务正在急剧普及，为了响应对于更高的移动性 的实现和更灵活的通信服务的强烈要求，便携式终端的小型化、和在 一个便携式终端能够进行在不同的利用频带下运用的多个通信系统的 使用(多频带化)这2点同时成立成为开发便携式终端时的一个技术 目标。作为电波的输入输出接口必不可少的器件，即天线，也继承该 目标，期望能够开发小型且能够在多个频带下动作的所谓的多频带天 线。在实际的便携式终端的开发中，因为仅通过天线的优化极难在期 望的多个频带下实现良好的天线特性，所以多通过在天线与高频电路 之间插入适当的匹配电路而实现最终的频率调整、和与高频电路的良 好的阻抗匹配。现在，各种移动电话服务的利用频带存在于800 900MHz带和1.5 2GHz带这2个频带，为了实现便携式终端的多频 带化，天线必须在这2个频带下进行动作。但是，因为两频带很大程 度地远离，所以利用通常的单频匹配电路难以实现两频带下的自由的 匹配调整，因此，为了实现上述目标，优选应用能够在各个频带独立 地进行匹配的双频匹配电路。基于上述背景，作为一直应用至今的现有的双频匹配电路，存在 使用阶梯电路的方式，其中，该阶梯电路使用多个单频匹配电路和多 个谐振电路而构成(例如，参照专利文献1和专利文献2)。图11是表 示上述专利文献1中记载的现有的双频匹配电路的电路结构的电路框 图。已知，负载101在上述的状况下相当于天线。而且，负载101通过由 第一匹配电路103、第二匹配电路104、和第三匹配电路105构成的现 有的双频匹配电路108与电源107连接。其中，如图中的块图所示， 各匹配电路103、 104、 105是由电感器和电容器构成的并联谐振电路 或串联谐振电路。图11中记载的现有的双频匹配电路108在期望的2个频带下，以 使输出端子102处的负载101的阻抗与输入端子106处的电源107的 阻抗值相等的方式，作为阻抗变换器(Impedance Transformer)进行动 作。从而，在该2个频带下，从电源107供给的电力不会受到反射衰 减的影响，能够高效率地被供向负载IOI。但是，在将各匹配电路103、 104、 105看作一个电路块的情况下， 图11记载的现有的双频匹配电路108，如图13 (表示在现有的双频匹 配电路中使用的阶梯电路的电路结构的电路框图)所示，成为使图12 (表示在非专利文献1中记载的2种基础的单频匹配电路的电路结构 的电路框图)所示的基本的2种单频匹配电路121a、 121b (例如，参 照非专利文献1)阶梯状耦合的电路结构(阶梯电路131)。其中，阶 梯电路131是在各种滤波器中常用的电路结构。现有的双频匹配电路108的作用与在期望的双频带下从输入端子 106向负载IOI无反射衰减地传送高频信号的情况等价，因此，通过应 用图13所示的阶梯电路131，双频匹配电路的设计与期望的双频带为 通过带的带通滤波器的设计为相同意义。从而，上述现有的结构具有 下述优点在进行现有的双频匹配电路108的设计时，能够有效地应 用现有的滤波器设计法，能够不依赖于负载101的阻抗的频率特性地 且比较自由地在期望的双频带下与输入端子106取得匹配。专利文献l:日本特开2004-242269号公报(第18页、图l) 专利文献2:日本特开2006-325153号公报(第14页、图l) 非专利文献l: Robert E. Collin著，-An IEEE press classic reissue — Foundations for microwave engineering (second edition, IEEE press series on electromagnetic wave theory), A John Wiley & Sons, Inc., publication, ISBN 0-7803-6031-1 (323页，Figure 5. 17)5但是，在上述现有的结构中具有以下2个问题。第一个问题是难以降低在双频匹配电路中产生的损失。为了提高 移动电话服务的品质，需要提高便携式终端的接收发送品质。因为主 要通过减少在天线与高频电路间产生的电力损失以实现接收发送品质 的提高，所以优选尽可能地减少插入其中的双频匹配电路的损失。上 述现有的结构作为构成要素需要非常多的元件(电感器、电容器)，且 必须使用多个谐振电路，因此在降低损失方面存在问题。第二个问题是难以实现相对于负载101的阻抗变动的匹配特性的 稳定性。通常，便携式终端在使用时，手、头部接近天线，因此天线 的阻抗的频率特性根据使用状况而变动。从而，为了确保稳定的接收 发送品质，必须确保相对于天线的阻抗变动的匹配特性的稳定性。但 是，上述现有的结构较多地使用电特性(2端子S参数)的频率变动急 剧的谐振电路，因此相对于负载101的阻抗变动，其匹配特性容易受 到影响。进一步，因为在阶梯电路131中，各单频匹配电路(参照图 12) 121a、 121b的每一个均进行阻抗变换，所以阶梯电路自身相对于 负载101的阻抗变动变得敏感。从以上的观点出发，上述现有的结构 在稳定性方面也存在问题。本发明是为了解决上述现有的问题而提出的，其目的在于提供一 种低损失且相对于负载的阻抗变动稳定的双频匹配电路。本发明的双频匹配电路包括从具有50Q的阻抗的高频电路接收 具有0.88GHz的频率的第一高频信号和具有1.86GHz的频率的第二高 频信号的第一和第二输入端子；与天线连接的第一和第二输出端子；和连接在上述输入端子与上述输出端子之间的电路元件组，上述电路 元件组具有第一、第二、第三和第四元件，上述第一元件和上述第四元件在上述第一输入端子与上述第二输入端子之间串联连接，并且， 上述第二输入端子与上述第二输出端子短路，上述第二元件连接在上 述第一输入端子与上述第一输出端子之间，上述第三元件连接在上述 第一元件与上述第四元件之间的连接节点与上述第一输出端子之间， 上述电路元件组由以下4组中的任意一组构成第一组6第一元件具有5.168nH的电感的电感器； 第二元件具有3.633nH的电感的电感器；第三元件具有1.779pF的电容的电容器；第四元件具有1.207pF的电容的电容器，第二组第一元件具有1.951nH的电感的电感器； 第二元件具有7.335pF的电容的电容器；第三元件具有14.190pF的电容的电容器；第四元件具有15.834nH的电感的电感器，第三组第一元件具有15.059nH的电感的电感器；第二元件具有1.286pF的电容的电容器；第三元件具有12.071nH的电感的电感器； 第四元件具有5.602pF的电容的电容器，第四组第一元件具有4.355nH的电感的电感器；第二元件具有1.005pF的电容的电容器；第三元件具有6.195nH的电感的电感器； 第四元件具有5.308pF的电容的电容器。在优选实施方式中，上述天线的阻抗在0.88GHz的频率下是32.9 —13.2i (i是虚数单位)Q，在1.86GHz的频率下是90.6+20.9i (i是虚数单位)Q。在优选实施方式中，上述天线是装载在便携式终端上的反F天线。 根据本发明的双频匹配电路，能够改善上述2个技术问题(低损 失化和匹配特性的高稳定化)。
图1是表示本发明的实施方式1的双频匹配电路的电路结构的电 路框图。图2是用于说明本发明的实施方式1的双频匹配电路的元件常数 的决定方法的符号等的规则图。图3 (a)是表示将构成本发明的实施方式1的双频匹配电路的作 为电感器的一个构成元件展开成由多个电感器构成的电路的方法的电 路图，图3 (b)是表示将构成本发明的实施方式1的双频匹配电路的 作为电容器的一个构成元件展开成由多个电容器构成的电路的方法的 电路图。图4 (a)是表示本发明的实施方式1的实施例中的装载有天线的 便携式终端的分析模型的尺寸的立体图(表示分析模型的整体尺寸的 立体图)，图4 (b)是表示本发明的实施方式1的实施例中的装载有天 线的便携式终端的分析模型的尺寸的立体图(表示天线部的详细尺寸 的立体图)。图5 (a)是表示本发明的实施方式1的实施例中的、图4所示的 分析模型的具有阻抗50Q的输出端子3处的高频特性的频率依赖性的 特性图(反射驻波比的频率特性图)，图5 (b)是表示本发明的实施方 式1的实施例中的、图4所示的分析模型的具有阻抗50Q的输出端子 3处的高频特性的频率依赖性的特性图(1端子S参数的史密斯圆图 (Smith Chart))。图6是表示本发明的实施方式1的实施例中的相对于图4所示的 分析模型而设计的本发明的双频匹配电路的元件常数表的图。图7是表示本发明的实施方式1的实施例中的插入图4的分析模 型的模型化的手的尺寸与其插入位置的立体图。图8是表示本发明的实施方式1的实施例中的、图6中设计的本 发明的双频匹配电路在手接近时的匹配频带的变化率的特性表的图。图9 (a)是使用现有技术构成的双频匹配电路的框图(以图11 (a) 所示的非专利文献1记载的单频匹配电路为基础而获得的双频匹配电 路的框图)，图9 (b)是使用现有技术构成的双频匹配电路的框图(以 图11 (b)所示的非专利文献1记载的单频匹配电路为基础而获得的双 频匹配电路的框图)。图10 (a)是表示特性表的图，该特性表表示使用现有技术构成的 双频匹配电路的元件结构、元件常数、和手接近时的匹配频带的频带 变化率(对图9 (a)所示的电路框图进行计算得出的特性表)，图10 (b)是表示特性表的图，该特性表表示使用现有技术构成的双频匹配电路的元件结构、元件常数、和手接近时的匹配频带的频带变化率(对 图9 (b)所示的电路框图进行计算得出的特性表)。图11是表示现有的双频匹配电路的电路结构的电路框图。图12是表示非专利文献1记载的2种基础的单频匹配电路的电路 结构的电路框图。图13是表示在现有的双频匹配电路中使用的阶梯电路的电路结构 的电路框图。符号的说明1本发明的双频匹配电路2输入端子3输出端子4a、 4b、 4c、 4d 元件5负载6天线7便携式终端箱体 8模型化的手 101 负载 102输出端子 103第一匹配电路 104第二匹配电路 105第三匹配电路 106输入端子 107 电源108现有的双频匹配电路 121a、 121b单频匹配电路 131阶梯电路 f频率Zr (f) 负载5的阻抗的实部 Zi (f) 负载5的阻抗的虚部 Z0与输入端子2连接的高频电路的阻抗 Lj aj (f) (j=l， 2， 3， 4)是电感器时的电感值 Cj aj (f) (j=l， 2， 3， 4)是电容器时的电容值 A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f) 以从(式2)上方数起的3 6式 定义的函数fl、 f2 2个匹配频率a、 p、 a、 b构成图9所示的使用现有技术构成的双频匹配电路 的集中常数元件的阻抗值的实部。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。 (实施方式)图1是表示本发明的实施方式的双频匹配电路的电路结构的电路框图。如图1所示，本实施方式的双频匹配电路1包括下述端子由 第一输入端子2a和第二输入端子2b构成的输入端子2;和由第一输出 端子3a和第二输出端子3b构成的输出端子3。在输入端子2上连接有 高频电路(未图示)，在输出端子3上连接有负载5。本实施方式的双频匹配电路1由4个元件4a、 4b、 4c、 4d构成。 元件4a、 4b、 4c、 4d分别为集中常数元件，分别是电感器或电容器中 的任意一种。而且，元件4a、 4b、 4c、 4d是电感器或电容器的选择、 以及各自的元件常数的具体的值，根据在希望实现匹配的双频带下预 先求得的负载5的阻抗值、和与输入端子2连接的高频电路的阻抗值 而唯一地被决定(在后面说明它们的决定方法)。输入端子2、元件4a、 4b、 4c、 4d、和负载5的连接方式是与应 用于电子计算器、数字时钟等的数字显示的"7段显示"同样的构造。 即，在7段显示的横方向上延伸的3段中的位于最上部和最下部的段 相当于输入端子2，如果将负载5分配给纵方向的4段中的任意一段， 则剩余的纵方向的3段和横方向的1段的合计的4段相当于元件4a、 4b、 4c、 4d。10接着，对元件4a、 4b、 4c、 4d的具体的元件常数值的决定方法进 行说明。因为元件4a、 4b、 4c、 4d是电感器或电容器中的任意一种， 所以各元件的阻抗是纯虚数。于是，为了以下的说明，如图2所示， 对各元件的阻抗标注符号。图2是用于说明本实施方式中的双频匹配电路的元件常数的决定 方法的符号等的规则图。在图2中，小写字母"i"表示虚数单位。即， i= (一l) a (1/2)。与输入端子2连接的高频电路的阻抗值Z0是实数 值，通常为50Q。此外，负载5的阻抗一般是具有频率依赖性的复数 量，其由实部Zr (f)和虚部Zi (f) (f是频率)这2个实数量表示。如上所述，各元件的阻抗分别由实数量aj (f) (j=l， 2， 3， 4)表 示。而且，aj (f) (j=l， 2， 3， 4)与各元件是电感器和电容器中的哪 一种相对应地，如以下的(数学式l)所示被设定。[数学式1]<formula>formula see original document page 11</formula>
此处，(数l)中的Lj、 Cj相当于第j个元件的元件常数，即，分 别相当于电感值、电容值。目前，它们的具体的值还未被决定，是未 知常数。具体的Lj、 Cj的值通过使在希望实现阻抗匹配的双频fl、 G 下获得的以下4个方程式(数学式2)联立并求解而求取。[数学式2]」(A)-z0c(/j = o —5(厶)-Z。D(A):0， (k=1， 2)j(/) = Z"/)("2(/)(A(/) + 4(/))+ A (/X"3 (/) + "4 (/)) + "3 (/)"4 (/) } ^(/) = "2 (/) (/X"3 (/) + "4 (/》+ "3 (/)"4 (/) }' + A (/X"3 (/) + "4 (/)) + 3 (/>4 (/) }C(/) = (/) + 2 (/))("3 (/) + 4 (/》+ "3 (/) 4 (/)D(/) = — & (/) + "2 (/) + "3 (/))(式2)的解法如下所述。首先，对元件4a、 4b、 4c、 4d的各个 适当地分配电容器或电感器。这样，根据(数学式1)， aj (f) (j=l， 2， 3， 4)成为包含未确定的4个元件常数(Lj或Cj)的与频率f相关的 函数。接着，将频率特性已知的负载5的阻抗(Zr (f)和Zi (f))和与 输入端子2连接的高频电路的阻抗值(ZO)、以及在(数学式l)中具 体的函数形式已决定的aj (f) (j=l， 2， 3， 4)，代入(式2)中的从 上方开始的第3 第6个式子的右边，由此构成A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f)。然后，将与频率f相关的具体的函数形式已明确的A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f)代入从(式2)的上方开始的第1行和第2行的2个条 件式中，给予期望的双频fk (k=l， 2)，由此获得相对于未确定的4个 元件常数(Lj或Cj)的4个相互独立的方程式。于是，通过联立这4 个方程式并对其求解，能够求取未确定的4个元件常数。而且，因为 未定常数的个数与独立方程式的个数一致，所以可知(式2) —定有解。 但是，因为元件常数必须是正的实数，所以只有Lj或Cj获得正的实数 解时，作为图2所示的电路，才能够实际地构成本实施方式的双频电 路。12相对于元件4a、 4b、 4c、 4d的各个分配电容器或电感器的方法总 共有2〃4=16种，因此，通过对它们的所有的组合以与上述相同的顺序 求解(式2)，能够抽出能够构成实际电路的所有的电路结构。然后， 在获得的所有的电路结构中，根据情况选择最满足适于对天线施加的 规格的电路结构，从而完成本实施方式的双频匹配电路的设计。
其中，作为上述的适于施加的规格，存下下述规格实现良好的 匹配的频带宽度是否足够宽；双频匹配电路是否由具有更为小的元件 常数的元件构成；是否包括具有大的元件常数的电感器；相对于天线 的阻抗变动，匹配特性是否不易受到影响等。如上所述，在作为便携 式终端用的天线的匹配电路设计本发明的双频电路的情况下，最后的 规格特别重要。
根据该结构，以各自为电容器或电感器中的任意一种的4个集中 元件构成双频匹配电路，从而，能够将元件个数削减至4个，并且以 由谐振电路构成的阶梯电路以外的电路结构使这些元件耦合，从而能 够提供高稳定性的双频匹配电路，其损失低，且对于负载5的阻抗变 动，阻抗匹配不易受到影响。
在上述的本实施方式的说明中，对元件4a、 4b、 4c、 4d的各个由 一个电感器或一个电容器构成的情况进行了说明。但是，在为电感器 的情况下，如图3 (a)(表示将构成本实施方式的双频匹配电路的作为 电感器的一个构成元件展开成以多个电感器构成的电路的方法的电路 图)所示，也可以以串联连接的2个以上的电感器进行置换。
此外，同样地，在为电容器的情况下，如图3 (b)(表示将构成本 实施方式的双频匹配电路的作为电容器的一个构成元件展开成以多个 电容器构成的电路的方法的电路图)所示，也可以以并联连接的2个 以上的电容器进行置换。但是，在这两种情况下，作为电路整体合成 所得的电感值和作为电路整体合成所得的电容值的各个均必须与以上 述的设计方法作为单一的元件求得的元件常数一致。 (实施例)
以下，对本发明的双频匹配电路的具体的实施例进行说明。本实 施例的基本的结构与图1所示的实施方式的结构相同。
图4是表示本实施例中的装载有天线的便携式终端的分析模型的尺寸的立体图。图4 (a)是表示分析模型的整体尺寸的立体图，图4 (b)是表示天线部的详细尺寸的立体图。在图4中，分析模型全部以 厚度100//m、电导率4.9X10"Sie/m的金属板构成。
如图4 (a)所示，天线6是弯折上述金属板构成的反F天线，与 将便携式终端箱体7模型化所得的40mmx85mmx5mm的金属箱的上部 前端连接。另外，用于向天线6输入高频信号的输出端子3 (图1的与 元件4b、 4c连接的第一输出端子3a)在图4 (a)中相当于被O包围的 位置。另一方面，图1的与第二输入端子2b短路的第二输出端子3b 相当于图4 (a)的箱体(被接地)。
此外，令该分析模型被置于自由空间(无限宽广的真空)，通过使 用电磁场模拟软件IE3D version 11.23进行高频分析，抽出包含输出端 子3处的便携式终端箱体7的影响的天线6的阻抗的频率特性。本实 施例中的天线的阻抗在频率0.88GHz下是32.9—13.2i (i是虚数单位)， 在1.86GHz下是90.6+20.9i (i是虚数单位)。
以下，根据针对上述实施方式己说明的设计方法，设计与图4的 便携式终端的输出端子3连接的本实施例的双频匹配电路。此外，作 为比较例，设计上述现有结构的双频匹配电路。这样，通过对相对于 包含便携式终端箱体7的影响的天线6的阻抗变动的它们的稳定性进 行比较，确认本发明的双频匹配电路的优越性。
首先，在图5中表示基于电磁场模拟的图4所示的便携式终端的 输出端子3处的1端子S参数的计算结果。图5是表示本实施例中的 图4所示的分析模型的具有阻抗50Q的输出端子3处的高频特性的频 率依赖性的特性图。图5 (a)是反射驻波比的频率特性图，图5 (b) 是1端子S参数的史密斯圆图。
在本实施例中，令希望实现阻抗匹配的2个频率为fl=0.88GHz， f24.86GHz，令希望获得匹配的高频电路的阻抗值为50Q(S卩，Z0-50)。
根据图5 (a)，在该频率附近天线显现谐振，但如图5 (b)中A 标记所示，在两频率下相对于50Q未能实现充分的匹配。因此，通过 设计本发明的双频匹配电路，并将其与输出端子3连接而实现完全的 匹配(相当于反射驻波比=1)。
在图6中表示使用上述的设计方法求得的元件常数。图6是本实施例中的、相对于图4所示的分析模型设计的本发明的双频匹配电路 的元件常数表。在图6中，在元件结构的栏中记为"C"和"L"的文 字表示该元件分别是"电容器"和"电感器"。此外，在该表的元件常
数的栏内，表示根据图5所述的电磁场模拟的结果求得的该元件的具
体的元件常数值。
这样，本实施例的双频匹配电路包括从具有50Q的阻抗的高频 电路接收具有0.88GHz的频率的第一高频信号和具有1.86GHz的频率 的第二高频信号的第一和第二输入端子2a、 2b;与天线(负载5)连 接的第一和第二输出端子3a、 3b;和连接在输入端子2a、 2b与输出端 子3a、 3b之间的电路元件组。
该电路元件组具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第 四元件4a，第一元件4a和第四元件4d在第一输入端子2a与第二输入 端子2b之间串联连接。此外，第二输入端子2b与第二输出端子3b短 路。第二元件4b连接在第一输入端子2a与第一输出端子3a之间，第 三元件4c连接在第一元件4a与第四元件4d之间的连接节点与第一输 出端子3a之间。
进一步，上述电路元件组由以下4组中的任意一组构成。
第-一组
第一-元件具有5.168nH的电感的电感器；
第二.元件:具有3.633nH的电感的电感器;
第三:元件:具有1.779pF的电容的电容器；
第四元件:具有1.207pF的电容的电容器，
第-二组-
第一'元件:具有1.951nH的电感的电感器；
第二-元件:具有7.335pF的电容的电容器；
第三:元件:具有14.190pF的电容的电容器；
第四元件:具有15.834nH的电感的电感器，
第-三组
第—^元件具有15.059nH的电感的电感器;
第二:元件:具有1.286pF的电容的电容器；
第三:元件:具有12.071nH的电感的电感器;
15第四元件具有5.602pF的电容的电容器，
第四组
第一元件具有4.355nH的电感的电感器；
第二元件具有1.005pF的电容的电容器；
第三元件具有6.195nH的电感的电感器； 第四元件具有5.308pF的电容的电容器。
便携式终端在使用时，手、头部必定接近天线。而且，因为这样 的接近的情况也根据状况和使用者而不同，所以相对于由于手、头部 的接近而发生的天线的阻抗变动的匹配特性稳定对于提供良好的通信
品质是非常重要的。于是，使被模型化的手8接近图4所示的分析模
型，调査其特性劣化。
图7是表示本发明的实施方式1的实施例中的、插入图4的分析 模型的模型化的手的尺寸与其插入位置的立体图。在图7中，令模型 化的手8为介电常数50、介质损耗0.45的均匀的电介质块。在图8中 表示在以上的状况下，通过与先前相同的电磁场模拟获得的相对带宽 (fractional bandwidth)的劣化的程度。
图8是表示本发明的实施方式1的实施例中的、在图6中设计的 本发明的双频匹配电路的手接近时的匹配频带的变化率的特性表。在 图8中，"频带变化率"的计算是通过以下的式子求得的值。
{(有手的情况下的频带)一(无手的情况下的频带)}/ (无手的 情况下的频带)xioo
此处所说的频带，由反射驻波比为2以下的频带规定。根据图8 可知，相对于手的接近，变动最少的电路结构是Case2。
在上述现有技术的范畴内也能够形成由与本发明的双频匹配电路 的构成元件数为相同数目的4个元件构成的双频匹配电路。其具有以 图12所示的阶梯电路的状态连接图11所示的单频匹配电路而得到的 电路结构，如图9所示，作为独立的电路能够考虑到2种。
图9是使用现有技术构成的双频匹配电路的框图。图9 (a)是以 图11 (a)所示的非专利文献1记载的单频匹配电路为基础获得的双频 匹配电路的框图，图9 (b)是以图11 (b)所示的非专利文献1记载 的单频匹配电路为基础获得的双频匹配电路。经过与获得图8的结果
16时相同的计算过程，对于这些基于现有技术的双频匹配电路，也能够
计算手接近时的匹配频带的频带变化率。在图io中表示其结果。
图io是表示使用现有技术构成的双频匹配电路的元件结构、元件
常数、和手接近时的匹配频带的频带变化率的特性表。图10 (a)是针 对图9 (a)所示的电路框图计算得出的特性表，图10 (b)是针对图9 (b)所示的电路框图计算得出的特性表。比较图8和图IO可知，本 发明的双频匹配电路的Case 2的元件结构在2个频率下均表现出最高 的稳定性，作为用于便携式终端的结构，在作为重要内容的匹配特性 的稳定性的确保这一点上，与现有技术相比表现出高优越性。
另外，当由于在本发明中使用的天线的构造或尺寸的变化，各频 率下的天线的阻抗变化时，图6所示的元件常数的值也会变化。但是， 当赋予天线动作的2个频率(0.88GHz、 1.86GHz)时，在本发明中能 够使用的天线的构造和尺寸实质上被确定。因此，在本发明中能够被 实际地使用的天线的构造和尺寸与图4 (b)所示的天线的构造和尺寸 相比不会大幅变化。其结果，2个频率(0.88GHz、 1.86GHz)下的天 线的阻抗也成为接近上述值的值。
即使在使用在结构或尺寸上与图4 (b)所示的天线不同的天线的 情况下，如果上述的2个频率下的天线阻抗不会产生大的差异，则通 过计算求取的元件常数也不会从图6所示的值大幅变化。例如，即使 由于天线的尺寸变化，2个频率下的天线阻抗在一定程度上发生变化， 通过采用具有图6所示的元件常数的双频匹配电路，也能够充分地获 得本发明的效果。
相反地，在天线阻抗与上述的实施例中的值相等的情况下，即使 元件常数的各个数值与图6所示的值并不严格一致，也能够获得本发 明的效果。即使元件常数的各个数值从图6所示的值变化例如50%左 右，也能够充分地获得本发明的效果。
产业上的可利用性
本发明的双频匹配电路由数目很少的4个构成元件形成，因此能 够实现低损失性，并且相对于负载的阻抗变动具有高稳定性。因此， 作为用于放大器、混频器的双频匹配电路等是有用的。此外，也能够 应用于在以物理和化学的方式相对于基板沉积薄膜的薄膜沉积装置
17的等离子体产生源中使用的调谐电路；和在微波炉等的电磁波加热中
使用的磁控管用的调谐电路等。
权利要求
1.一种双频匹配电路，其包括从具有50Ω的阻抗的高频电路接收具有0.88GHz的频率的第一高频信号和具有1.86GHz的频率的第二高频信号的第一和第二输入端子；与天线连接的第一和第二输出端子；和连接在所述输入端子与所述输出端子之间的电路元件组，该双频匹配电路的特征在于所述电路元件组具有第一、第二、第三和第四元件，所述第一元件和所述第四元件在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间串联连接，并且所述第二输入端子与所述第二输出端子短路，所述第二元件连接在所述第一输入端子与所述第一输出端子之间，所述第三元件连接在所述第一元件与所述第四元件之间的连接节点与所述第一输出端子之间，所述电路元件组由以下4组中的任意一组构成第一组第一元件具有5.168nH的电感的电感器；第二元件具有3.633nH的电感的电感器；第三元件具有1.779pF的电容的电容器；第四元件具有1.207pF的电容的电容器，第二组第一元件具有1.951nH的电感的电感器；第二元件具有7.335pF的电容的电容器；第三元件具有14.190pF的电容的电容器；第四元件具有15.834nH的电感的电感器，第三组第一元件具有15.059nH的电感的电感器；第二元件具有1.286pF的电容的电容器；第三元件具有12.071nH的电感的电感器；第四元件具有5.602pF的电容的电容器，第四组第一元件具有4.355nH的电感的电感器；第二元件具有1.005pF的电容的电容器；第三元件具有6.195nH的电感的电感器；第四元件具有5.308pF的电容的电容器。
2. 如权利要求l所述的双频匹配电路，其特征在于所述天线的阻抗，在0.88GHz的频率下是32.9 — 13.2i (i是虚数单位)Q， 在1.86GHz的频率下是90.6+20.9i (i是虚数单位)Q 。
3. 如权利要求2所述的双频匹配电路，其特征在于 所述天线是装载在便携式终端上的反F天线。
全文摘要
本发明提供双频匹配电路。使输入端子(2)、元件(4a、4b、4c、4d)、和负载(5)的连接布局(topology)为应用于电子计算器、数字时钟等的数字显示的“7段显示”状态。即，将输入端子(2)分配给在横方向上延伸的3段中的最上部和最下部的段，将负载(5)分配给纵方向的4段中的任意一段，将元件(4a、4b、4c、4d)分配给剩余的纵方向的3段和横方向的1段。采用该电路结构，元件总数减少为4，能够实现低损失性，此外，通过排除谐振电路并缩小阶梯电路的规模，能够获得高稳定性的阻抗匹配。
文档编号H04B1/04GK101558560SQ20088000108
公开日2009年10月14日 申请日期2008年3月31日 优先权日2007年4月9日
发明者寒川潮 申请人:松下电器产业株式会社