通信系统的制作方法

专利名称：通信系统的制作方法
通信系统本申请的直接母案申请是申请号为200610101693. 9、分案递交日为2006年6月 30日、发明名称为“通信系统”的申请；本申请的原始母案申请是申请号为94103352.X、申请日为1994年3月25日、发明名称为“通信系统”的申请。本发明涉及通过调制载频来传送数字信号的通信系统。近年来，数字式通信系统在各种领域的应用正在不断地进步。特别是数字图象通信技术获得了惊人的进展。其中，数字电视的传送方式最近越来越引人注目。现在的数字TV通信系统不过是作为播放台之间的中继而使用的、把数字电视的传送技术部分实用化了的设备。然而各国都在进行研究预定在不久的将来向地面广播和卫星广播方面扩展应用。为适应高消费者的要求，今后有必要提高HDTV广播、PCM音乐广播、信息广播和 FAX广播等等广播服务内容的质量和数量。这就要求在TV广播所限定的频带内使信息量增大。在这个频带内能够传送的信息传送量随时代的技术极限而增加。因此，最理想的是能够随着时代的变化而变更接收系统，扩充信息传送量。然而从广播的观点看，通常性和长时期确保所有的视听者的既得权利是重要的。 开始新的广播服务时，能用现有的接收机或者电视机享受服务是必要的条件。可以说，在过去和现在、以及现在和将来的新旧广播服务之间，接收机或电视机的互换性、广播的兼容性是最重要的。今后推出的新的通信标准，例如数字电视广播标准中，需要能与将来的社会要求和技术进步相对应的信息量的扩充性、和现有的接收设备间的互换性及兼容性。这里，从扩充性和兼容性的观点出发，阐述至今为止所提出的TV广播的传送方式。首先，作为数字TV的卫星广播方式，提出了把NTSC-TV信号压缩为大约6Mbps，用 4值psk调制这个压缩信号，用TDM方式实现多路化，使用1个脉冲转发器传送4-20个频道 NTSC的TV节目或者传送1个频道的HDTV的广播方式。另外，作为HDTV的地面广播方式， 正在研究把1个频道的HDTV图象信号压缩成约15Mbps的数据，再用16或者32Q AM调制方式进行地面广播的方式。首先，在卫星广播方式中，现在所建议的广播方式由于单纯地用以往的传送方式进行广播，因而播放1个频道的HDTV节目时使用了几个频道的NTSC的频带。因此，在HDTV 节目的播放时间带内不能接收、播放几个频道的NTSC节目。可以说在NTSC和HDTV广播之间接收机、电视机没有互换性、兼容性。另外，还可以说完全没有考虑到将来伴随技术进步而成为必要的信息传送量的扩充性。 其次，现在所研究的先有方式的HDTV的地面播放方式不过是把HDTV信号在先有的16QAM及32QAM的信号点等间隔上用固定的调制方式直接播放。播放现存的模似信号时， 在广播服务范围内也必然存在有楼房阴影、低洼地以及受到邻近电视台的干扰等接收状态差的区域。在这样的区域，现存的模拟广播的图象质量虽然劣化但还能再生图象、收看TV 节目。然而，用先有的数字TV播送方式，在这样的区域就有完全不能再生图象、完全不能收看TV节目。这包括数字TV广播本质的课题，是数字TV广播的普及所遇到的致命的问题。本发明旨在解决上述先有的问题，特别是提供一种通信系统，该系统在卫星广播方面具有NTSC广播和HDTV广播的兼容性，在地面广播方面使服务范围内的不能接收区域大幅度减少。为达到上述目的，本发明的通信系统是通过有意识地变更或者在时间上变化现有的等间隔的信号点的位置来传送信号的。例如在应用于QAM时，本发明的通信系统具有2 个结构部分，即由信号的输入部、调制部和发送调制信号的发送部构成的进行数据发送的发送装置和具有上述发送信号的输入部、解调部和输出部的接收装置。上述调制部根据来自输入部的输入信号调制不同相位的多个载波并在信号矢量图上产生m个值的信号点。上述解调部在矢量图上解调单值信号点的QAM调制波。根据这样的构造，作为输入信号，输入具有η个值的数据的第1数据串和第2数据串；用发送装置的调制器产生在矢量图上具有m个值的信号点的变形m值QAM方式的调制波。把这m个值的信号点分割成η组信号点群，把这个信号点群分配给第1数据串的η个各数据；把第2数据串的各个数据分配给这个信号点群中的m/n个信号点或者副信号点群； 由发送装置发出发送信号。根据情况，也可以发送第3数据串。其次，在具有P (P > m)个值的解调器的接收装置中，接收上述发送信号，对信号间隔曲线图上ρ个点的信号点，首先把P个点的信号点分割成η组信号点群，再解调第1数据串的信号，并进行再生。使Ρ/η个值的第2数据串与该信号点群中的ρ/η个点的信号点对应，进行解调，从而解调出第1数据串和第2数据串，并进行再生。在ρ = η的接收机中，再生η组的信号点群，使其分别对应于η个值，只解调第1数据串，并进行再生。根据以上的操作，在接收来自发送装置的同一信号时，具有大型天线和多值解调能力的接收机中能够解调第1数据串和第2数据串。同时，具有小型天线和少值解调能力的接收机能够接收第1数据串。这样，便能构成具有兼容性的通信系统。通过把第1数据串分配到NTSC或HDTV的低频成分等的低频TV信号，把第2数据串分配到HDTV的高频成分等的高频TV信号，对于同一电波，便能用具有少值解调能力的接收机接收NTSC信号，用具有多值解调能力的接收机接收HDTV信号。由此使可进行具有NTSC和HDTV兼容性的数字式播放。如以上那样，本发明能得到具有兼容性和发展性的通信系统。该兼容性的效果即使对于仅具有η (n <m)个值解调能力的接收机也可能把调制成最大的m个值的数据的多值调制波解调成η个值的数据。其作法是在由信号输入部、调制部(该调制部根据来自上述输入部的输入信号调制不同相位的多个载波，在信号矢量图上产生m个值的信号点)和发送调制信号的发送部构成的进行数据传送的通信系统中，输入η个值的第1数据串和第2 数据串，把上述信号分割成η个信号点群，把该信号点群分配给第1数据串的各个数据，而把第2数据串的各数据分配给上述信号点群中的各信号点；由发送机发送信号，在具有该发送信号的输入部、解调部(该解调部在信号间隔曲线图上解调P个值的信号点的QAM调制波)和输出部的接收装置中，把上述信号点分割成η个值的信号点群，使其与各信号点群 η个值的第1数据串相对应并解调，在信号点群中大约ρ/η值的信号点上解调ρ/η值的第 2数据串的数据并进行再生，通过接收装置传送数据，例如利用发送机1的调制器4把η个值的第1数据串，第2数据串和第3数据串分割成信号点群并分配上数据，发送变形m个值的QAM调制信号，在第1接收机23中，利用解调器25解调η个值的第1数据串，在第2接收机33中解调第1数据串和第2数据串，在第3接收机43中解调第1数据串、第2数据串和第3数据串。进而，QAM方式的信号点中最靠近原点的信号点和I轴或Q轴的距离为f 时，通过移动上述信号点使这个距离成为η > 1的nf，从而，能够进行分级型的传送。在这个通信系统中，通过把NTSC信号作为第1数据串、把HDTV的差信号作为第2 数据串而发送，在卫星广播中便具有了 NTSC广播和HDTV广播的兼容性，从而能进行信息量扩充性高的数字广播，在地面广播中，具有显著的扩大服务范围和消除不能接收区域的效果。下面接合


本发明。其中，图1是本发明第1实施例的通信系统的系统总体结构图。图2是本发明实施例1的发送机1的框图。图3是本发明实施例1的发送信号的矢量图。图4是本发明实施例1的发送信号的矢量图。图5是本发明实施例1的对信号点的代码分配图。图6是本发明实施例1的对信号点群的编号图。图7是本发明实施例1的对信号点群中信号点的编码图。图8是本发明实施例1的对信号点群和信号点的编码图。图9是本发明实施例1的发送信号的信号点群的阈值状态图。图10是本发明实施例1的变形16值QAM的矢量图。图11是本发明实施例1的天线半径r2和发送电功率比η的关系图。图12是本发明实施例1的变形64值QAM信号点图。图13是本发明实施例1的天线半径r3和发送电功率比η的关系图。图14是本发明实施例1的变形64值QAM的信号群和副信号群的矢量图。图15是本发明实施例1的变形64值QAM的比率A1, A2的说明图。图16是本发明实施例的天线半径r2、r3*发送电功率比η16、η64的关系图。图17是本发明实施例1的数字式发送机的框图。图18是本发明实施例1的4psk调制的信号间隔图。图19是本发明实施例1的第1接收机的框图。图20是本发明实施例1的4psk调制的信号间隔图。图21是本发明实施例1的第2接收机的框图。图22是本发明实施例1的变形16值QAM的信号矢量图。图23是本发明实施例1的变形64值QAM的信号矢量图。图M是本发明实施例1的流程图。图25 (a)是本发明实施例1的8值QAM的信号矢量图。图25 (b)是本发明实施例1的16值的QAM的信号矢量图。图沈是本发明实施例1的第3接收机的框图。图27是本发明实施例1的变形64值QAM的信号点图。图28是本发明实施例1的流程图。图四是本发明实施例3中通信系统的总体结构图。
图30是本发明实施 歹3的第1图象编码器框图。
图31是本发明实施 歹3的第1图象译码器框图。
图32是本发明实施 歹3的第2图象译码器框图。
图33是本发明实施 歹3的第3图象译码器框图。
图34是本发明实施 歹3的D工、D 2、D 3信号的时间多路化的说明图。
图35是本发明实施 歹3的D工、D 2、D 3信号的时间多路化的说明图。
图36是本发明实施 歹3的D工、D 2、D 3信号的时间多路化的说明图。
图37是本发明实施 歹4中通信系统的系统总体结构图。
图38是本发明实施 歹3中变形16QAM的信号点矢量图。
图39是本发明实施 歹3中变形16QAM的信号点矢量图。
图40是本发明实施 歹3中变形64QAM的信号点矢量图。
图41是本发明实施 歹3的时间轴上的信号配置图。
图42是本发明实施 歹3的TDMA方式的时间轴上的信号配置图。
图44是本发明实施 歹3的载波再生的原理图。
图45是本发明实施 歹3的反调制方式的载波再生电路的框图。
图46是本发明实施 歹3的16QAM信号的信号点配置图。
图47是本发明实施 歹3的64QAM信号的信号点配置图。
图48是本发明实施 歹3的16倍增方式的载波再生电路的框图。
图49是本发明实施 歹3的！^^！^^^^！^^⑴^！^信号的时间多路化说明图。
图50是本发明实施 歹3的！^^！^^^^！^^⑴^！^信号的时间多路化说明图。
图51是本发明实施 歹3的！^^！^^^^！^^⑴^！^信号的时间多路化说明图。
图52是本发明实施 歹4中先有方式的接收干扰区域图。
图53是本发明实施 歹4中分级型广播方式的接收干扰区域图。
图54是本发明实施 歹4中先有方式的接收干扰区域图。
图55是本发明实施 歹4中分级型广播方式的接收干扰区域图。
图56是本发明实施 歹4中数字式播放台2个台的接收干扰区域图。
图57是本发明实施 歹5中变形4ASK信号的信号点配置图。
图58是本发明实施 歹5中变形4ASK的信号点配置图。
图59(a)是本发明实施例5中变形4ASK的信号点配置图。
图59(b)是本发明实施例5中变形4ASK的信号点配置图。
图59(c)示出了子通道1的量值随时间t变化。 图59(d)示出了子通道1、2的量值随时间t的变化。图60是本发明实施例5中低C/N值时的变形4ASK信号的信号点配置图。图61是实施例5中4VSB、8VSB的发送机；图62 (a)是本发明实施例5中ASK信号(即滤波前的多值VSB信号)的频谱62 (b)是本发明实施例5中VSB信号的频率分布图；图63是实施例5中4VSB、8VSB、16VSB的接收机的框图；图64是本发明实施例5中图象信号发送机的框图。图65是本发明实施例5中TV接收机的总体框图。
图66是本发明实施例5中其它的TV接收机的框图。图67是本发明实施例5中卫星/地面TV接收机的框图。图68 (a)是实施例5、6中8VSB的星座图；图68 (b)是实施例5、6中8VSB的星座图；图68 (c)是实施例5、6中8VSB的信号-时间波形图；图69是本发明实施例5中图象编码器的另一个框图。图70是本发明实施例5中分离电路内单个图象编码器的框图。图71是本发明实施例5中图象译码器的框图。图72是本发明实施例5中合成器内单个图象译码器的框图。图73是基于本发明的实施例5的发送信号的时间配置图。图74(a)是基于本发明的实施例5的图象译码器的框图。图74(b)是基于本发明的实施例5的发送信号的时间配置图。图75是基于本发明的实施例5的发送信号的时间配置图。图76是基于本发明的实施例5的发送信号的时间配置图。图77是基于本发明的实施例5的发送信号的时间配置图。图78是基于本发明的实施例6的图象译码器的框图。图79是基于本发明的实施例5的3重分级信号的时间配置图。图80是基于本发明的实施例5的图象译码器的框图。图81是基于本发明的实施例的发送信号的时间配置图。图82是基于本发明的实施例5的D1的图象译码器的框图。图83是基于本发明的实施例5的调频信号的频率——时间图。图84是基于本发明的实施例5的磁记录再生装置的框图。图85是基于本发明的实施例2的C/N和分级号码的关系图。图86是基于本发明的实施例2的传送距离和C/N的关系图。图87是基于本发明的实施例2的发送机的框图。图88是基于本发明的实施例2的接收机的框图。图89是基于本发明的实施例2的C/N-误码率的关系图。图90是基于本发明的实施例5的3重分级的接收干扰区域图。图91是基于本发胆的实施例7的4重分级的接收干扰区域图。图92是基于本发明的实施例7的分级传送图。图93是基于本发明的实施例7的分离回路的框图。图94是基于本发明的实施例7的合成部的框图。图95是基于本发明的实施例7的传送分级结构图。图96是先有方式的数字TV广播的接收状态图。图97是基于本发明的实施例7的数字TV分级播放的接收状态图。图98是基于本发明的实施例7的传送分级结构图。图99是基于本发明的实施例3的16SRQAM的矢量图。图100是基于本发明的实施例3的32SRQAM的矢量图。图101是基于本发明的实施例3的C/N-误码率关系图。
图102是基于本发明的实施例3的C/N-误码率关系图。图103是基于本发明的实施例3的位移量η和传送时必要的C/N的关系图。图104是基于本发明的实施例3的位移量η和传送时必要的C/N的关系图。图105是基于本发明的实施例3的地面广播时发射天线到接收点的距离和信号电平的关系图。图106是基于本发明的实施例3的32SRQAM的服务范围图。图107是基于本发明的实施例3的32SRQAM的服务范围图。图108是基于本发明的实施例3的TV信号频率分布图。图109是基于本发明的实施例3的TV信号时间配置图。图110是基于本发明的实施例3的C-CDM的原理图。图111是基于本发明的实施例3的符号分配图。图112是基于本发明的实施例3的扩充36QAM时的符号分配图。图113是基于本发明的实施例5的调制信号频率配置图。图114是基于本发明的实施例5的磁记录再生装置的框图。图115是基于本发明的实施例8的携带电话的收发机的框图。图116是基于本发明的实施例8的基地台的框图。图117是先有方式的通信容量和通信量的分布图。图118是基于本发明的实施例8的通信容量和通信量的分布图。图119(a)是先有方式的时间插入配置图。图119(b)是基于本发明的实施例8的时间插入配置图。图120(a)是先有方式的TDMA方式时间插入配置图。图120(b)是基于本发明的实施例8的TDMA方式时间插入配置图。图121是基于本发明的实施例8的1重分级收发机的框图。图122是基于本发明的实施例8的2重分级的收发机的框图。图123是基于本发明的实施例9的OFDM方式的收发机的框图。图IM是基于本发明的实施例9的OFDM方式的工作原理图。图125(a)是先有方式的调制信号的频率配置图。图125(b)是基于本发明的实施例9的调制信号的频率配置图。图126(a)是基于本发明的实施例9的发送信号的频率配置图。图126(b)是基于本发明的实施例9的接收信号的频率配置图。 图126(c)是指示出载频范围的频率配置图。
图126(d)是指示出载频范围的频率配置图。图127是基于本发明的实施例9的收发机的框图。图128(a)是实施例2、4、5中格状编码器(比率1/2)的框图；图128(b)是实施例2、4、5中格状编码器(比率(2/3)的框图；图128(c)是实施例2、4、5中格状编码器(比率3/4)的框图；图128(d)是实施例2、4、5中格状译码器(比率1/2)的框图；图128(e)是实施例2、4、5中格状译码器(比率2/ 的框图；图128(f)是实施例2、4、5中格状译码器(比率3/4)的框图129是实施例9的有效符号期间和保护期间的时间配置图。图130是实施例9的C/N和误码率的关系图。图131是实施例5的磁记录再生装置的框图。图132是实施例5的磁带上的磁道记录格式和磁头的走行图。图133是实施例3的收发机的框图。图134是先有实例的播放方式的频率配置图。图135是实施例3的使用3重分级的分级型通信方式时的服务范围和图象质量的关系图。图136是实施例3的把分级通信方式和FDM组合在一起时的频率配置图。图137是实施例3中使用格子结构符号化时的收发机的框图。图138是实施例9中用OFDM传送部分低域信号时的收发机的框图。图139所示为实施例1中8-PS-APSK的信号点配置图；图140为实施例1中16-PS-APSK的信号点配置图；图141为实施例1中8-PS-PSK的信号点配置图；图142为实施例1中16-PS-PSK(PS型)的信号点配置图；图143为实施例1的卫星天线的半径和传送容量的关系图；图144是实施例9的加权OFDM发送、接收机的框图；图145(a)为实施例9中多通路较短情况下的保护时间、符号时间分层型OFDM的波形图；图145(b)为实施例9中多通路较长情况下的保护时间、符号时间分层型OFDM的波形图；图146为实施例9中保护时间、符号时间分层型OFDM的原理图；图147是实施例9中功率重叠的二层传送方式的子通道配置图；图148示出了实施例9中D/V化、多通路延迟时间和保护时间的关系图；图149(a)为实施例9中各层的时间分隔图；图149(b)为实施例9中各层的保护时间的时间分布图；图149(c)为实施例9中各层的保护时间的时间分布图；图150所示为实施例9中多通路延迟时间与传送速率关系图中多通路的3层分层型播放方式的说明图；图151是实施例9中使GTW-OFDM与C_CDM(或CSW-0FDM)组合的情况下，延迟时间与CN值关系图中2维矩阵结构的分层型播放方式的说明图；图152是组合实施例9的GTW-OFDM和C = CDM(或CSW-0FDM)时，在各时间段中 3分层的TV信号的时间配置图；图153是组合实施例9的GTW-OFDM和C-CDM(或CSW-0FDM)时，在多通道信号迟延时间、C/N值及传送速率的关系图中3维矩阵构造的分层型播放方式的说明图；图154是实施例9功率加权的OFDM的频率分布图；图155是组合实施例9的时间保护的OFDM和C-CDM时在各时间段三层分层TV信号的时间轴上的配置图；图156是实施例4、5中发送机和接收机的框图157是实施例4、5中发送机和接收机的框图；图158是实施例4、5中发送机和接收机的框图；图159 (a)是实施例5中16VSB的信号点配置图；图159(b)是实施例5中16VSB的信号点配置图(8VSB)；图159(c)是实施例5中16VSB的信号点配置图(4VSB)；图159(d)是实施例5中16VSB的信号点配置图(16VSB)；图160(a)是实施例5、6中ECC编码器的框图；图160 (b)是实施例5、6中ECC编码器的框图；图161是实施例5中VSB接收机的总体框图；图162是实施例5中发送机的总体框图；图163是实施例中4VSB和TC-8VSB的出错率-C/N值曲线图；图164是实施例中4VSB和TC-8VSB的子通道1和子通道2的出错率曲线图；图165(a)是实施例2、4、5中里德·所罗门编码器的框图；图165(b)是实施例2、4、5中里德·所罗门译码器的框图；图166是实施例2、4、5的里德·所罗门误差校正、运算的流程图；图167是实施例2、3、4、5、6中逆隔行扫描部的框图；图168(a)是实施例2、3、4、5中隔行扫描、逆隔行扫描表；图168(b)是实施例2、3、4、5中隔行扫描的距离示意图；图169是实施例5中4VSB、8VSB、16VSB的冗余码的比较图；图170是实施例2、3、4、5中接收高优先权信号的TV接收机的框图；图171是实施例2、3、4、5中发送机和接收机的框图；图172是实施例2、3、4、5中发送机和接收机的框图；图173是实施例6的ASK方式的磁记录再生装置的框图；实施例1 以下参照附图，说明本发明一个最佳实施例。本发明的实施例叙述通信系统和记录再生装置。通信系统由发送数字HDTV信号等数字信号的发送机和接收信号的接收机组成。记录再生装置在磁带等记录媒体上记录、 再生HDTV信号等数字信号。而本发明的数字调制解调部分、误码校正编码器、译码器以及HDTV信号等的图象编码的编码器、译码器的构成和动作原理在通信系统和记录再生装置中是共同的，基本上是同样的技术。因而，为在各实施例中有效地说明，使用通信系统或记录再生装置的框图说明本发明。另外，本发明的各个实施例的构成，如果是像QAM、ASK、PSK那样在星座 (constellation)上配置信号点的多值数字调制方式，则无论哪种方式都能够适用，这里只使用一种调制方式进行说明。图1示出了基于本发明的通信系统的系统总体图。具体输入部2、分离电路3、调制器4和发送部5的发送机1由分离电路3把多个多路化的输入信号分离为第1数据串、 D1、第2数据串、D2、第3数据串、D3,经调制器4调制，由发送部5输出调制信号，用天线6把这个调制信号经信道7传送到人造卫星10。在人造卫星10中用天线11接收这个信号，经中继器12放大，由天线13再向地球发送。
发送电波经传送通路21、31、41传送入第1接收机23、第2接收机33，和第3接收机43。首先，在第1接收机23中通过天线22由输入部M输入，由解调器25仅解调出第 1数据串，由输出部26输出。这时不具备解调第2数据串，和第3数据串的能力。在第2接收机33中，通过天线32由输入部34输入的信号，经解调器35解调出第 2数据串和第3数据串，由合成器37合成为1个数据串经输出部36输出。在第3接收机43中，通过天线42由输入部44输入的信号，经解调器45解调出第 1数据串、第2数据串，和第3数据串等3个数据串，再用合成器47组成一个数据群，经输出部46输出。如上那样，即使接收到来自同一个发送机1的相同的频带的电波，由于上述3个接收机解调器性能的差异能够接收的信息量也就不相同。由于这个特长，所以，能用一个频带对性能不同的接收机同时传送与其性能相对应的兼容性的3组信息。例如，传送同一节目的NTSC、HDTV和高分辨率型HDTV的3组数字TV信号时，把超外差HDTV信号分离为低频成分、高频差频成分、超高频差频成分，若使它们分别与第1数据串、第2数据串，和第3数据串对应，则用1个频道的频带就能够同时传送具有兼容性的中等分辨率、高分辨率、超高分辨率的3种数字TV信号。这时，使用小型天线的少值解调接收机能够接收NTSC-TV信号，使用中型天线的中值解调接收机能够接收HDTV信号，使用大型天线的多值接收机能够接收超高分辨率型的HDTV信号。进一步说明图1，进行NTSC的数字TV播放的数字式发送机51由输入部52 仅输入和第1数据群相同的数据，用调制制器M调制，通过发送机55和天线56经信道57 向卫星10传送，然后，再经信道58向地球发送。在第1接收机23中，用解调器244把来自数字式发送机1的接收信号解调为与第 1数据串相当的数据。同样，第2接收机33和第3接收机43中也解调成和第1数据串内容相同的数据。即，3个接收机都能够接收数字式普通TV广播等的数字式播放信号。下面说明各个部分。图2是发送机1的框图。输入信号由输入部2输入，由分离电路3分离成第1数据串信号、第2数据串信号和第3数据串信号3个数字信号。例如输入图象信号时，可以考虑把图象信号的低频成分分配给第1数据串信号， 把图象信号的高频成分分配给第2数据串信号，把图象信号的超高频成分分配给第3数据串信号。分离开的3个信号输入调制器4内部的调制输入部61。在这里，有根据外部信号调制或变更信号点的位置的信号点位置调制/变更回路67，根据外部信号调制或变更信号点的位置。在调制器4中分别对相互正交的2个载波进行幅度调制，得到多值的QAM信号。 从调制输入部61输出的信号传送给第IAM调制器62和第2AM调制器63。Cos (2 π fct)的载波发生器64输出的载波之一由第IAM调制器62进行AM调制后传送给合成器65，另一个载波传送给η/2移相器66，并移相90°，以Sin O π fct)的状态传送给第2AM调制器 63，接受多值幅度调制后，在合成器65中和第1调制波合成，由发送部分5作为发送信号输出。由于以往普遍实施的就是这种方式，故省略详细动作的说明。 下面用图3的16值一般QAM信号的间隔图的第1象限说明实施例的动作。在调制器4中产生的全部信号可以用相互正交的2个载波ACos2 π fct的矢量81和BSin (2 π fct)的矢量82的合成矢量表示。把超始于0点的合成矢量的顶端定义为信号点，对于16值QAM 的情况，利用 、 、33、 4值的振幅值和I^lvbyb4值的振幅值的组合，可以设定16个信号点。图3的第1象限中存在信号点83的Cn、信号点84的C12、信号点85的C22和信号点 86的C214个信号。C11 是矢量和矢量 M1 的合成矢量，C11 = alCos2 π fct"b2sin2 π fct = Acos (2 π fct+d π /2)。这里，图3的正交座标系上O-Ei1、Ei1-Ei2W-I^b1-ID2间的距离如图示分别定义为Ap A_2、B^ λ Bg °如图4的全部矢量图所示，存在总计16个信号点。由此，通过把各个点与4比特的信息相对应，则在1个周期，即1个时间段内能传送4比特的信息。图5示出了用二进制表示各点时其一般的分配例。当然，各信号点间的距离越拉开，接收机就越容易区别。因此，一般尽可能把各信号点间的距离分离开配置。如果使特定的信号点间的距离相互接近时，接收机就难于对该 2点间进行识别，误码率就要恶化。因此，一般希望像图5那样做等间隔配置。因此，对于 16QAM的情况，一般进行A1 = Α2/2的信号点配置。本发明的发送机1首先把数据分割为第1数据串和第2数据串，依具体情况，有时也分割为第3数据串。而且如图6所示的那样，把16个信号点或信号点群分割为4个信号点群，并且，把第1数据串的4个数据分配给各个信号点群。即第1数据串为11时，发送第 1数据象限的第1信号点群91的4个信号点中的任一个，第1数据为01. 00. 10时分别从第 2象限的第2信号点群92、第3象限的第3信号点群93和第4象限的第4信号点群94中根据第2数据串的值选择各自的4个信号点中的一个信号点发送。其次，对于16QAM的情况，把第2数据串的2比特、4值数据分配给91、92、93、94各分割信号点群中的4个信号点或副信号点群，对于64QAM的情况把4比特16值数据，分配给91、92、93、94各分割信号点群中的4个信号点或副信号点群(如图7所示)。不论哪个象限都为对称配置。对信号点 91、92、93、94的分配由第1数据群的2比特数据优先决定。这样，便能完全独立地发送第 1数据串的2比特和第2数据串的2比特。而且，只要接收机的天线灵敏度大于一定值，用 4psk接收机也能够解调第1数据串。如果天线有更高的灵敏度，本发明的变形16QAM接收机就能够解调第1数据串和第2数据串。这里，在图8示出了第1数据串的2比特和第2数据中的2比特的分配例。这时，把HDTV信号分为低频成分和高频成分，把低频图象信号分配给第1数据串， 把高频图象信号分配给第2数据串，由此，4psk的接收系统能够再生第1数据串的相当于 NTSC的图象，16QAM或64QAM的接收系统能再生第1数据串和第2数据串，把这些相加就能够得到HDTV的图象。只是，像图9那样把信号点间的距离取相等距离时，从4psk接收来看，与第1象限上斜线所示部分间有一个极限距离。设极限距离为Ato，如果仅发送4psk，Ato的振幅是可以的。然而，若要维持Ato而发送16QAM的话，就需要3倍AtoW振幅。即，与发送4psk时相比，需要9倍的能量。即使不考虑别的，用16QAM模式发送4psk信号，电功率利用率也是很低的。另外，载波的再生也很困难。卫星传送时所能够使用的电功率受到制约。这种电功率利用率低的系统，在增大卫星的发送电功率之前，是不现实的。可以预测，将来开始数字TV播放时，4psk接收机会大量上市。一旦普及后，由于产生接收机兼容性的问题，可以说再来提高这些接收机的接收灵敏度是不可能的。因而不能减少4psk模式的发送电功率。为此，想以16QAM模式发送模拟4psk的信号点时，应减小发送电功率，使之小于以往的16QAM。 否则，就不能以有限的卫星的电功率进行发送。本发明的特征在于通过像图10那样把标号为91、94的4个分割信号群的距离拉开，能够降低模拟4psk型16QAM调制的发送电功率。这里，为弄清楚接收灵敏度和发送输出的关系，再返回到图1介绍数字式发送机 51和第1接收机23的接收方式。首先，数字式发送机51和第1接收机23是一般的通信系统，用来进行包括数据传送或播放的图象传送。如图17所示的那样，数字式发送机51为4psk发送机，是从图2中所说明的多值QAM发送机1中去掉了 AM调制功能的发送机。输入信号通过输入部52输入到调制器M中。在调制器M中，利用调制输入部121把输入信号分为2个信号，分别传送入将基准载波进行相位调制的第1-2相相位调制电路122和调制与基准载波相位差90°的载波的第2-2相相位调制电路123。这些相位调制波在合成器65中合成，经发送部55发送。此时的调制信号间隔图如图18所示。设定4个信号点，为提高电功率利用率，一般把信号点间的距离设为等间隔。作为一例，图中示出了分别把信号点125、126、127、128定义为(11)、(01)、(00)、(10)的情形。 这时，4psk的第1接收机23为接收到满意的数据，要求数字式发送机51的输出大于一定的振幅值。以图18说明。为了用第1接收机23以4psk接收数字式发送机51的信号，把最低要求的发送信号的最低振幅值即0- 间的距离定义为Ato时，只要以高于发送界限的最低振幅值Ato发送，第1接收机^就能接收。下面，介绍第1接收机23。第1接收机23通过卫星10的中继器12用小型天线 22接收发送机1的发送信号或数字式发送机51的4psk发送信号，由解调器M把接收的信号视为4psk信号进行解调。第1接收机23本来是按接收数字式发送机61的4psk或2psk 信号以及接收数字TV广播或数据发送等信号而设计的。图19是第1接收机的结构框图。用天线22接收来自卫星10的电波。这个信号经输入部M输入后，由载波再生电路131和π /2移相器132再生出载波和正交载波，分别由第1相位检测电路133和第2相位检测电路134各自独立地检波相互正交的成分，由定时波抽取电路135各自独立地识别每个时间段。经第1识别再生电路136和第2识别再生电路137，2个独立的解调信号由第1数据串再生部232解调成第1数据串，经输出部沈输出ο下面，用图20的矢量图说明接收信号。第1接收机23根据数字式发送机51的 4psk发送电波接收到的信号，如果是没有传送畸变或完全无噪声的理想条件，能够代表为图20的151-154的4个信号点。然而，实际上受通信信道中的噪声及传送系统的振幅畸变及相位畸变的影响，所接收到的信号分布在信号点周围一定的范围内。偏离该信号点时因不能判断为相邻的信号点而误码率逐渐增加，当超过某个设定范围时，就不能复原数据。为了在最恶劣的条件下也能在所设定的误码率以内进行解调，最好采用相邻信号间的距离。把这个距离定义为2AKQ。如果把系统设定得使4psk的极限接收输入的信号点151进入到图20的| 0- | ^Aeo, 0-bE1彡Akci的斜线所示的第1辨别区155中，则后者就既能再生载波又能解调。设天线 22设定的最小半径值为IV则只要使发送输出达到某一定值之上，就能够用全部系统接收。 图18中发送信号的振幅设定为第1接收机23的4pks最低接收振幅值，即AK(I。把这个发送最低振幅值定义为AK(I。由此，如果天线22的半径大于IV则即使是最恶劣的接收条件， 第1接收机23也能解调数字式发送机51的信号。在接收本发明的变形16QAM、64QAM时， 第1接收机23难于再生载波。为此，只要发送机1像图25(a)那样把8个信号点配置到 (π /4+η π /2)角度的位置进行发送，利用4倍增方式就能再生载波。另外，如果像图25(b) 那样，把16个信号点配置到η π /8的角度的延长线上，在载波再生电路131中采用16倍增方式的载波再生方式，使信号点退缩，便能很容易地再生模拟4psk型16QAM调制信号的载波。这时，可以按V(AJA2) = tan (π/8)设定发送机1的信号点进行发送。下面，考虑接收QPSK信号的情形。如图2发送机的信号点位置调制/变更电路67那样，信号点位置也可以与图18的QPSK信号的信号点位置重叠进行AM等的调制。这时，第1接收机23的信号点位置解调部138把信号点的位置调制信号或位置变更信号进行ΡΜ、ΑΜ等的解调，并且从发送信号输出第1数据串和解调信号。下面，再返回发送机1，用图9的矢量说明发送机1的16psk发送信号。像图9那样，使信号点83的水平矢量方向的振幅A1大于图18的数字式发送机51的4psk最低发送输出Ato。于是，图9第1象限的信号点83、84、85、86的信号就进入到斜线所示的第14psk 可能接收领域87中。第1接收机23接收这些信号时，这4个信号点就进入到图20接收矢量图的第1辨别区域。因此，第1接收机23无论接收到图9的信号点83、84、85、86中的哪一个都判断为图20的信号点151，在该时间段解调(11)的数据。如图8所示那样这个数据是发送机1的第1分割信号点群91的(11)，即第1数据串的(11)。第2、3、4象限的情况也一样，解调为第1数据串。即第1接收机23从16QAM或32QAM或64QAM的发送机1的调制信号的多个数据串中只解调第1数据串的2比特数据。这时，由于第2数据串和第3 数据串的信号全部包含在第1-第4分割信号点群中，故对第1数据串的信号解调不产生影响。但是，因为对载波的再生有影响，所以，应采取后面所述的对策。如果卫星中继器的输出方面没有限制，则用图9所示的以往的信号点等距离方式，一般能够用16-64QAM实现。但是，如前述那样，和地面传送不同，在卫星传送中如果增加卫星的重量，就要大大增加卫星的成本。因此，发送功率受主机中继器的输出极限和太阳能电池电功率的极限制约。只要还未能通过技术革新使火箭的发射成本减低，这种状态就会继续。发送功率对于通信卫星为20W，对于广播卫星则约为100W-200W。因而，像图9那样用信号点等距离方式的16QAM传送4psk时，16QAM的振幅为= A2，所以需要3AT(1，用电功率表示，就成为9倍。为使其具有兼容性，就需要4psk的9倍的电功率。而且，如果要使4psk的第1接收机也能用小型天线进行接收，则用现在所计划的卫星难于得到这样的输出功率。例如，使用40W的系统，需要360W，这在经济上是不能实现的。这里，仔细考虑一下可知，在全部接收机具有相同尺寸的天线时，如果是相同的发送电力，等距离信号点方式确实对外服务效率较好。然而若考虑与不同尺寸天线的接收机群相组合的系统，则可构成新的传送方式。具体说明这个方式，就是要用简单低成本的应用小型天线的接收系统来接收4psk，增加接收者的数量。其次，用高性能高成本的应用中型天线的多值解调接收系统接收 16QAM信号，进行与投资的HDTV等高附加价值的服务，只要限定以特定的接收者为对象，就可以使系统成立。这样做，仅增加若干发送输出功率便可根据情况分级地发送4psk、16QAM 和 64QAM。例如，像图10那样，通过取信号点间隔使A1 =A2，便能降低整个发送输出功率。 这时，发送4psk平方根。总振幅A(16)可以用矢量86表示，成为(VA2)2+(B^2)2的平方根。1A(4) I2 = A/ + ^二Ατ。2+Ατ。2二2ΑΓ02IA (16) I2 = (A^A2)2+ (B^B2)2 = 4ΑΤ02+4ΑΤ02= = 8ΑΤ02Α(16) |/|Α(4) | = 2S卩，可用发送4psk时的2倍振幅、4倍的发送能量进行发送。用等距离信号传送的一般的接收机，不能解调变形16值QAM，但是，通过预先设定A1和A2的两个阈值，可以用第2接收机33进行接收。图10的情况是第1分割信号点群91中的信号点的最短距离是 A1，与4psk的信号点间距2kx之比为A2AA1。由A1 = A2,则成为1/2的信号点间距离，要得到相同的误码率，就需要2倍的振幅接收灵敏度，用能量表示，就是需要4倍的接收灵敏度。 为得到4倍的接收灵敏度，可以使第2接收机33的天线32的半径r2为第1接收机23的天线22的半径Γι的2倍，即r2 = 2r10例如，如果第1接收机23的天线的直径为30cm，则可使第2接收机33的天线的直径为60cm。由此，经第2数据串的解调，只要把其分配给HDTV 的高频成分，就能用同一个频道进行HDTV等新的服务。因为服务内容增加了所以接收者就能够得到与天线和接收机的投资相符合的服务。因而，即使第2接收机33的成本高也是可以的。这里，对于4psk模式的接收，决定最低发送电功率，为此，可以根据图10的A1和A2 的比率决定对4psk的发送电功率的变形16APSK的发送电功率比Ii16和第2接收机33的天线半径r2。为获得最优化设计而进行计算，4psk最低的必要的发送能量是KAJA2)/AJ2倍， 把这个定义为n16，则用变形16值QAM接收时信号点间距是A2，用4psk接收时信号点间距是
，信号点间距的比率是A2AA1，所以，设接收天线的半径为1~2则得图11所示的关系。曲线101表示发送能量倍率Ii16和第2接收机23的天线22的半径r2之间的关系。点102是发送等距离信号点时的16QAM时，如前所述，需要9倍的发送能量，不实用。从图11可知，即使把nl6增加5倍以上，也不能使第2接收机23的天线半径r2过于减小。对于卫星的情况，发送电功率是限定的，不能取一定值以上。由此可知，显然希望 nl6在5倍以下。用图11的区域103的斜线表示这个区域。例如，如果在这个区域内，则例如点104就是发送能量的4倍，于是第2接收机33的天线半径r2成为2倍。另外，点105 是发送能量的2倍，则r2就约为5倍。这些都处在可实用化的范围。如果用A1和A2表示n16小于5，则有nl6 = ((A^A2)A1)2 ^ 5A2 ^ 1. 23Ai从图10可知，设分割信号点群间的距离为M4)，最大振幅为A(16)，则M4)和A (16)-A (4)与A1和A2成正比，因此，可以取{A(16)}2 ^ 5 {A (14)}2其次，示出使用变形64APSK调制的例子。第3接收机43能够解调64值QAM。图12的矢量图是把图10的矢量图的分割信号点群从4值增加到16值的情况。图 12的第1分割信号点群91中，以信号点170为起点，4X4 = 16值的信号点按等间隔配置。 这时，为使其具有与4psk的兼容性，必须设定发送振幅A1 ^ Atoo设第3接收机43的天线半径为r3，按同样的方法求定义为发送、输出信号n64时的r3值，可得r/= [ 62/(n-l)] r2图13是64值QAM的半径r3与输出倍数η的关系曲线图。然而，使用图12那样的配置，用第2接收机接收时，仅能解调4psk的2比特，所以， 为使第1、第2、第3接收机的兼容性成立，就希望使第2接收机33具有从变形64值QAM调制波解调变形16值QAM的功能。像图14那样，通过进行3分级信号点的组合，就能使3个接收机的兼容性成立。仅在第1象限进行说明，对第1分割信号群91分配第1数据串的2比特的(11)的情况进行说明。其次，把第2数据串的2比特(11)分配给第1副分割信号点群181。把(01)、(00)、 (10)分别分配给第2副分割信号点群182、第3副分割信号点群183和第4副分割信号点群184。这和图7等价。用图15的第1象限矢量图详细说明第3数据串的信号点配置。例如，设信号点 201、205、209、213 为(11)、信号点 202、206、210、214 为(01)、信号点 203、207、211、215 为 (00)、信号点204、208,212,216 (10)，则使第3数据串的2比特的数据与第1、第2数据串独立，从而能够独立地传送3重分级的2比特数据。作为本发明的特征，不仅仅发送6比特的数据，而是用3个性能水平各异的接收机可以传送2比特、4比特、6比特的不同传送量的数据，并且能够使3个分级传送之间具有兼容性。下面，说明为使接收机具有3分级传送时的兼容性所需要的信号点的配置方法。如图15那样，为了使用第1接收机23接收第1数据串的数据，应使A1 > Atq，这已在前面说明过了。其次，必须确保信号点间距以便能区别第2数串的信号点，例如能把图10的信号点91和图15的副分割信号点群的182、183、184信号点加以区别。图15中示出了分离开2/3A2的情况。这时，第1副分割信号点群181内的信号点 201、202的信号点间距为4/6。计算用第3接收机43接收时必要的接收能量。这时，设天线32半径为r3，定义需要的发送能量为4psk发送能量的n64倍，则r/=(12r丨)2/(n—1)这个曲线用图16的曲线221表示。从曲线图可知，例如点222、223的情况，如果能得到6倍于4psk发送能量的发送能量，则用8倍半径的天线就能解调第1、第2、第3数据串；若是9倍的发送能量，则用6倍的天线就能够解调第1、第2、第3数据串。这时，由于第2数据串的信号点间距接近2/3A2，故
if=(3r,)2/(n-l)像曲线223那样，需要将第2接收机33的天线32加大若干尺寸。这个方法能够在现阶段卫星的发送能量较小期间传送第1数据串和第2数据串， 而在卫星的发送能量大幅度增加的将来，既不影响第1接收机23和第2接收机33的接收数据，又不用进行改造，就能够传送第3数据串，在兼容性和发展性两方面获得巨大效果。为说明接收状态，首先从第2接收机33开始说明。前述的第1接收机23设定为用原来半径为T1的小天线能够解调数字式发送机51的4psk调制信号及发送机1的第1数据串，与此相反，用第2接收机33能够完全解调发送机1的图10所示的16值信号点即第 2数据串的16QAM的2比特信号。和第1数据串组合后，能够解调4比特的信号。这时，A1, A2的比率随发送机而异。用图21的解调控制部231设定这个数据，向解调电路发送阈值。 由此能进行AM解调。图21的第2接收机33的框图和图19的第1接收机23的框图在结构上基本相同， 不同点在于天线32的半径r2比天线22更大。所以，能够辨别信号点间距更短的信号。其次，在解调器35内部具有解调控制部231、第1数据串再生部232和第2数据串再生部233。 第1识别再生电路136为解调变形16QAM，而具有AM解调功能。这时，各载波具有4个值， 并且具有零电平和士各2个值的阈值。本发明的情况是变形16QAM信号，故像图22的信号矢量图那样，阈值随发送机的发送输出而异。因此，如果把TH16作为标准化的临界，则由图22可知。TH16 = (A!+A2/2) / (AfA2)这个~、A2或I^6以及多值调制值m的解调信息包括在第1数据串中由发送机1 发送。另外，也可以采用解调控制部231对接收信号进行统计处理、求解调信息的方法。下面，利用图沈说明决定移动系数A1A2的比率的方法。改变A1A2，就会改变阈值。随着接收机一侧所设定的A1A2偏离发送机一侧把设定的A1A2的值，误差增加。通过把来自图沈的第2数据串再生部233的解调信号反馈给解调控制电路231，把移动系数A1A2 向误码率减少的方向进行控制，即使第3接收机43不解调移动系数A-l/A2也无妨，所以电路简单。另外，发送机不必发送A1A2,故能增加传送容量。这个方法可以用于第2接收机 33。解调控制回路231具有存储器231a。存储每个TV广播频道不同的阈值，即移动比、 信号点数和同步规则，当再次接收该频道时，通过读出这些数值，就能迅速而稳定地接收。这个解调信息不明确时，就难于解调第2数据串。以下，用图M的流程图进行说明。即使得不到解调信息时，也能进行步骤313的4psk的解调及步骤301的第1数据串的解调。因此，在步骤302，把在第1数据串再生部232得到的解调信息传送给解调控制部231。在步骤303，如果m是4或2，解调控制部231就进行步骤313的4psk或2psk的解调。如果不是，则在步骤304，m为8或16时转到步骤305。否则就转向步骤310。在步骤 305，进行TH8和TH16的运算。在步骤306，解调控制231把AM解调的阈值TH16传送给第 1识别再生电路136和第23识别再生电路137，在步骤307和315，进行16QAM的解调和第 2数据串的再生。在步骤308，检查误码率，误码率恶化时，返回到步骤313，进行4psk的解调。
还有，这时图22的信号点85、83位于(08(0^+1131/2)的角度上，而信号点84、86 不在这个角度上。因此，设定为由图21的第2数据串再生部233向载波再生电路131传送第2数据串的载波传送信息，而不从信号点84、86的定时信号抽取载波。考虑到不能解调第2数据串的情况，发送机1利用第1数据串间歇式地发送载波定时信号。根据这个信号，即使不能解调第2数据串也可以仅由第1数据串知道信号点83、 85。因此，通过把载波发送信息传送给载波再生电路131就能够再生载波。其次，利用发送机1发送图23所示的变形64QAM信号时，返回到图M的流程，则在步骤304，判断m是否为16，在步骤310检查m是否小于64，在步骤311，不是等距信号点方式时便进入步骤312。下面，求64QAM时的信号点间距TH64，得TH64 = (A!+A2/2) / (AjA2)和1 相同。但是，信号间距变小了。设位于第1副分割信号群181中的信号点间距为A3，则第1副分割信号群181和第2副分割信号群182的距离是(A2-2A3)，若把它基准化，则为(A2-2A3) / (VA2)。把它定义为d64，则d64低于第2接收机33的辨别能力T2时，就不能辨别。这时，在步骤313进行判断，若d64在允许范围内时，转向步骤305，进行步骤307和16QAM的解调。在步骤308，误码率大，则进入步骤313的4psk模式。这时，如果发送机1发送图25(a)所示的信号点的变形8QAM信号，则由于所有的信号点都在COS (2 π f+n π/4)的角度上，所以，利用4倍增电路，所有的载波都退缩到相同的相位，从而，可以简单地再生载波。这时，即使使用特别考虑的4psk接收机也能解调第1 数据串的比特信号，用第2接收机33能够再生第2数据串的1比特信号，合计能够再生3 比特的信号。下面，说明第3接收机43。图沈是第3接收机43的框图。和图21的第2接收机 33的结构基本上相同。不同点在于增加了第3数据串再生部234及在识别再生电路中具有 8值的识别能力。由于天线42的半径r3比r2更大，所以，信号点间距更近的信号，例如32 值QAM和64值QAM也能够解调。因此，为了解调64值QAM，第1识别再生电路136对于检波信号需要辨别8值的电平。这时，存在7个阈值电平。其中1个是0，所以，在1个象限内存在3个阈值。像图27的信号间隔图所示的那样，在第1象限存在3个阈值。如图27，存在3个归一化阈值ΤΗ164、ΤΗ264 * TH 364，可以表示为THl64 =(A^A3,/2),/(A^A2)
TH264 =(A^A2,/2),/(A^A2)
TH364 =(A^A2-A3/;2)/(A^A2)利用这个阈值，通过AM解调相位检波后的接收信号，与图21中说明的第1数据串和第2数据串一样，可以解调第3数据串的数据。如图23所示，第3数据串通过例如第1 副分割信号群181中的4个信号点201、202、203、204的辨别，就可以取定4个值即2比特。 这样，就能进行6比特即变形64值QAM的解调。这时，解调控制部231利用包含在第1数据串再生部232的第1数据串中的解调信息，可以知道m、H A3的值，所以，计算其阈值TH164、Tffi64和TH364后并传送第1识别再生电路136和第2识别再生电路137，就能确实地进行变形64QAM的解调。这时，由于在解调信息中加入了扰频，所以，还能够做到只有被允许的接收者才能解调64QAM。图观示出了变形64QAM的解调控制部231的流程图。下面，仅说明和图M的16值QAM流程不同的点。从图观的步骤304到步骤302，若m = 32，则解调步骤322的32值QAM。否则，就在步骤321判断是否m = 64，在步骤323，若A3低于设定值，就不能再生，所以返回步骤305，成为和图M相同的流程，进行变形16QAM的解调。现在，再返回到步骤323，若A3在设定值以上，就在步骤3 进行阈值的计算，在步骤325向第1、第2识别再生电路传送3个阈值， 在步骤3 进行变形64QAM的再生，在步骤327进行第1、第2、第3数据串的再生，在步骤 328，如果误码率大，则转向步骤305进行16QAM的解调，如果误码率小就继续644QAM的解调。下面，说明解调时重要的载波再生方式。本发明在用4psk接收机使变形16QAM和变形64QAM的第1数据串再生方面有一个特征。这时，用通常的4psk接收时，再生载波困难，不能正常解调。为防止这一点，必须在发送机一侧和接收机一侧采取一些对策。本发明的方法有2种方式。第1个方式是按一定的规则间歇式地发送Οη-1) π/4 角度上的信号点。第2个方式是在η π/8的角度上配置并发送大约全部的信号点。第1个方法如图38所示，发送在4个角度，SP π/4、3π/4、5π/4、7π/4的角度上的信号点，例如信号点83、85的信号时，按一定的规则设定间歇式发送的同步时间段452、 45h、452b、452c，这些时间段在图38发送信号时序图中时间段群451内，用斜线表示。而且，在这个期间中，必定发送上述角度上的8个信号点中的1个信号点，在此外的时间段发送任意的信号点。而且发送机1把上述发送该时间段的规则配置到示于图41的数据的同步定时信息部499进行发送。下面，用图41更详细地说明这时的发送信号的内容。包含时间段452、452a、 4452b、452c的时间段群451构成1个单位数据串491、Dn。在这个信号中，根据同步定时信息规则配置了间歇式的同步时间段，所以，只要知道这个配置规则，通过提取同步时间段中的信息，就能很容易地再生载波。另一方面，数据串492的一帧起始部分有用S表示的同步区域493，这是由用斜线表示的同步时间段构成的。利用这样的结构，上述载波再生用的抽取信息便增多，所以，能准确而迅速地进行4psk接收机的载波再生。这个同步区域493，含有用SpS2J3所示的同步部496、497、498等，在这个部分中， 加入了用于同步的单值码和上述解调信息。此外，还有用It表示的位相同步信息配置信息部499，其中加入了位相同步时间段配置间隔的信息和配置规则的信息等。由于相位同步时间段区域的信号点只具有特定的相位，使用4psk接收机也能再生载波，准确地再生相位同步配置信息It的内容，故输入这个信息后，就能准确地再生载波。图41的同步区域493的后面有解调信息部501，装入了解调变形值QAM信号时所必须的有关阈值电压的解调信息。这个信息对多值QAM解调是重要的，所以，像图41的同步区域502那样，如果把解调信息纳入到同步区域中，就能更准确地得到解调信息。图42是用TDMA方式发送脉冲串状信号时的信号配置图。与图41的区别是在数据串492、Dn和其它的数据串之间设置了保护时间521，在这个期间不能发送信号。还有在数据串492的起始部设立了为了取得同步信号的同步部522。在这个期间仅发送前述的(2η-1) π/4相位的信号点。因此，用4psk解调器也能够再生载波。这样，利用TDMA方式也能进行同步及再生载波。下面，用图43和图44详细地说明图19的第1接收机23的载波再生方式。在图 43中，输入的接收信号通过输入电路24，由同步检波电路541所进行的同步检波的解调信号中的一个信号送入到输出电路542被输出，再生第1数据串。由提取定时控制电路M3 判断图41的相位同步配置信号部499是否进行再生、以及在哪个定时中加入了 Οη-1) π/4 的相位同步部的信号，并且送出图44那样的间歇式相位同步控制信号561。解调信号传送入倍增电路Μ5，4倍增后传送到载波再生控制电路Μ4。像图44的信号562那样，包含真正的相位信息563和其它信号。像定时图564中斜线所示的那样，间歇式地含有由On-I) JI /4的相位信号点组成的相位同步时间段452。把这些信号由载波再生控制电路544用相位同步控制信号564通过取样，可以得到相位标本信号565。通过把相位标本信号取样，可以得到所定的位相信号566。这个信号通过环状滤波器Μ6，送入到VC0547再生载波，再送入到同步检波电路Ml。这样就能抽取出如图39的斜线所示的Οη-1) π/4的相位信号。 以这个信号为基础利用4倍增方式就能够正确地再生载波。这时，可以，再生多个相位，但是，通过在图41的同步部496中装入单值字，就能够再生特定载波的绝对相位。像图40那样发送变形64QAM信号时，发送机仅对大约π /4相位的斜线所示的相位同步区域471中的信号点发送相位同步时间段452、452b等。所以，用通常的4psk 接收机不能再生载波，但是，用4psk的第1接收机23，通过装备本发明的载波再生电路，就能再生载波。以上，是使用科斯塔思(Costas)式载波再生电路的情况。下面，说明在解调方式载波再生电路中使用本发明的情况。图45示出了本发明的解调方式载波再生电路。来自输入电路M的接收信号经同步检波电路Ml，再生解调信号。另一方面，经第1延迟电路被延迟的输入信号，在4相位调制器592中利用上述解调信号进行调制，形成载波信号。能够通过载波再生控制电路544 的上述载波信号传送入相位比较器593。另一方面，来自VC0547的再生载波经第2延迟电路594被延迟，在相位比较器中和上述解调载波信号进行相位比较，相位差信号通过环状滤波器546供给VC0547，再生和接收滤波同相位的滤波。这时，和图43的科斯塔思型载波再生电路一样，抽取定时控制电路543仅对图39的斜线所表示区域中的信号点的相位信息取样，所以，无论16QAM还是64QAM都能够用第1接收机23的4psk调制器再生载波。下面，说明用16倍增方式再生载波的方式。图2的发送机1像图46那样把变形 16QAM的信号点配置在η ^ /8的相位上进行调制及发送。图19的第1接收机23通过使用具有图48所示的16倍增电路661的科斯塔思式载波再生电路，能够再生载波。由于利用 16倍增电路661可以使图46那样的η π /8相位的信号点退缩到第1象限，所以，利用环状滤波器546和VC0541能够再生载波。通过把单值字配置在同步区域，也能够从16个相位中提取出绝对相位。下面，说明16倍增电路的结构。利用和电路662和差电路663从解调信号中产生和、差信号，利用乘法器664相乘产生cos2 θ。另外，利用乘法运算，形成Sin4 0。同样，用和电路667和差电路668及乘法器670从sin2 θ和cos2 θ产生sin8 θ， 用和电路671和差电路672及乘法器产生cos8 θ，并且通过用乘法器674产生sinl6 θ，便能形成16倍增。用以上的16倍增方式便能从像图46那样的信号点配置的16QAM信号的所有信号点的载波中抽出并再生特定的信号点。另外，也能够再生像图47那样配置的变形64QAM信号的载波，但由于η个信号点从同步区域产生若干偏移，所以，解调时就增加了误码率。对此有2个解决方法。1个方法是不发送脱离同步区域的信号点的信号，减少信息量。这个方法的结构简单。另一个方法是像图38中说明的那样，设立同步时间段。通过发送时间段群451中的同步时间段期间内用斜线表示的η π/8相位的同步相位区域471、471a 等的信号点，在此期间能够正确地得到同步，故可使相位误差减少。像以上那样按16倍增方式，用简单的接收机结构，利用4psk接收机就能再生变形 16QAM和变形64QAM信号的载波。进一步设定同步时间段时，还能提高变形64QAM的载波再生时的相位精度。像以上那样通过使用本发明的通信系统，可以在1个电波的频带区域内，按分级结构同时传送多个数。这时，通过对一个发送机设定具有不同接受灵敏度和解调能力的三重分级的接收机，便能解调与接收机的投资相符合的数据量。首先，购入小型天线和分辨能力低但成本低的第1接收机的接收者，可以解调并再生第1数据串，其次，购入中型天丝和分辨能力中等， 且成本高的接收机的使用者，可以再生第1、第2数据串；而购入大型天线和分辨能力高的成本很高的接收机的使用者，可以全部解调并再生第1、第2、第3数据串。如果使第1接收机成为家庭用数字卫星广播接收机，就能实现使一般消费者能接受的价格低的接收机。第2接收机本来需要大型天线，由于成本高，难于使所有消费者接受，但是，对于想收看HDTV的人来说，价格多少高一点也是可以的。第3接收机在提高卫星的输出功率之前，需要相当大型的产业用天线，难于实现家庭使用，当初只适用于产业应用。例如，发送超高分辨率的HDTV信号，如果利用卫星的各地的电影馆传送，利用录象可以使电影馆实现电子化。这时，就可以降低电影馆及录象厅的经营成本。如上所述，将本发明应用于TV传送时，可用一个电波的频带提供三种图象质量的图象服务，而且兼容性极佳。实施例中给出了 4psk、变形8QAM、变形16KAM、变形64QAM的例子，但是，也能够实现32QAM和256QAM。另外，还能实施8psk和16psk，32psk。在实施例中示出了卫星传送的例子，但是，同样也能在地面传送和有线传送上实现。另外，也能够适用于图58以及图68(a)、(b)那样的4值或8值的ASK信号。实施例2 实施例2根据误差校正能力的差别化进一步在逻辑上分割实施例1中所说明的物理分级结构，添加了逻辑分级构造。在实施例1的情况下，每个分级的频道，电信号的电平即物理的解调能力不同。与此相反，在实施例2中，误差校正能力等逻辑再生能力各异。具体地说，例如把D1分级频道中的数据分割成例如Dh和Di_22个，使这个分割数据中的1个例如DhH数据的误差校正能力高于Dp2数据，利用误差校正能力的差别化，解调再生时Dw 和Dp2数据的解调能力就不相，故在降低发送信号的C/N值时，即使在不能再生Dp2的信号电平内也因Dw在所设定的误码率内，所以，能够再生原信号。这样，就形成所谓的逻辑分级结构。
S卩，通过分割调制分级频道的数据，使用错误订正符号和积符号等使错误订正的符号间距离的大小有差别，追加错误订正能力的逻辑分级结构，可以进行更细的分级传送。使用这种结构，就要在D1频道中增加D1+ Di_22个子频道，在D2频道中增加D2+ D2_2个子频道。下面，利用输入信号的C/N值和分级频道序号的图87说明这一点，分级频道Dh用最低的输入信号就能够进行再生。设这个CN值为d，则CN = d时，Dh能再生，而DifD2+ D2_2不能再生。其次，若CN = C以上时，Dp2也可以再生，CN = b，增加D2_i，CN = a时再增加込_2。这样，能再生的分级总数就随着CN的升高而增加。反之，能再生的分级总数就随着 CN的降低而减少。下面，用图86的传送距离与能再生的CN值关系图说明这一点。一般，随着图86的实线861所示的传送距离加长，接收信号的C/N值降低。设在图85中所说明的 CN = a时接收点距发送天线的距离为La，CN = b,c,d时，分别为Lb、Lc、Ld。如图85所说明的在比距离发送天线的距离Ld小的区域，只有Dh频道能够再生。这个DH的可能接收范围用斜线区域862表示。从图中可知，Dw频道在最广阔的区域内能够再生，同样，Dp2频道在距发送天线的距离为La以内的区域863能够再生。由于距离Lc以内的范围，也包含区域862，所以Dw频道也能够再生。同样，在区域864D2_i频道能够再生，在区域865D2_2频道也变得能够再生。这样，就能够随着CN值恶化进行逐渐减少传送频道的分级型传送。把数据分离，做成分级结构，利用本发明的分级传送，就能像模拟传送那样随着C/N的恶化， 进行逐渐减少数据量的分级型传送。其次，说明具体的结构。这里说明物理分级2级，逻辑分级2级的实施例。图87 是发送机1的框图。基本上和实施例1中说明的图2的发送机的框图相同，所以省略详细的说明，不同点在于添加了误差校正符号编码器。把其简称为ECC编码器。分离电路3具
有1-1，1-2，2-1，2 4个输出，把输入信号分离为D1^ D1^ D2+ D2_2四个信号后输出。
其中，D1-PDp2信号输入到第IECC编码器871a中，分别传送给主ECC编码器87 和副ECC 编码器873a，进行误差校正的符号化。这里，主ECC编码器87 具有比副ECC编码器873a更强的误差校正的能力。因而，如在图85的CN-分级频道的曲线图所说明的，解调再生时，即使在比Dp2频道的C/N值低时，Dw频道也能够以小于基准误码率再生D1+ Dw在C/N值降低时成为比Dp2更强的逻辑分级结构。经过误差校正的D1+ Dw信号在合成器87 中合成为DJf号，输入到调制器4中。另一方面，Dw。Dw信号分别在第2ECC编码器871b中的主ECC编码器872b和副ECC编码器87 内进行误差校正，实现符号化，由合成器874b合成为仏信号，再输入到调制器4中。主ECC编码器872b比副ECC编码器873b的误差校正能力高。这时，调制器 4根据D1A2信号生成分级型调制信号，由发送部分发送。如上所述，图87的发送机1首先具有实施例1中所说明的调制的DpD2这2级物理分级结构。这在前面已经说明过了。其次，利用误差校正能力的差别化，还具有Dh、Dp2或D2+ D2_2各2级的逻辑分级结构。下面，说明接收这个信号时的状态。图88是接收机的框图。接收图87所示发送机的发送信号的第2接收机33的基本结构基本上和实施例1的图21中所说明的第2接收机33相同。不同点在于添加了 ECC编码器876a、876b。这时，示出了 QAM调制解调的例子， 但是，也可以进行ASK，PSK和FSK的调制和解调。
24
图88中，接收的信号由解调器再生为D1J2，信号，由分离器3a、!3b再分别形成D1+ DifD2YDp2等4个信号，输入到第IECC编码器876a和第2ECC编码器87 中。在第IECC 编码器876a中，Dw信号由主ECC编码器877a进行误码校正并送入合成部37。另一方面， D1^2信号由副ECC编码器878a进行误码校正并送入合成部37。同样，在第2ECC编码器876b 中，D2_i信号在主ECC编码器877b、D2_2信号在副ECC编码器87 中进行误码校正。并输入到合成部37中。进行过误码校正的D1YD1ID2YlV2信号在合成部37中合成为1个信号由输出部36输出。这时，根据逻辑分级构造，Dh比Di_2、D2^1比D2_2的误码校正能力高，故像图85中所说明的那样，在比输入信号的C/N值更低的状态下也能得到所定的误码率，从而能够再
生原信号。下面，具体说明在高码增益的主ECC编码器877a、877b和低码增益的副ECC编码器878a、878b之间进行误码校正能力差别化的方法。在副ECC编码器中使用了如图165(b) 的ECC译码器框图所示的里德 所罗门码和BCH码这样的标准代码间距的编码方式时，能够通过在主ECC编码器中使用误码校正的代码间距大的编码方式使误码校正能力(即码增益)出现差别，而该误码校正码间距大的编码方式使用了里德.所罗门码和里德.所罗门码两者的积代码和长编码方式以及图128(d)、(e)、(f)所示的格状译码器744P、744q、 744r。这样就能实现逻辑分层结构。已知有多种增大代码间距的方法，故省略了对其它方式的说明。本发明基本上适用于一种方式。还有，如图160、图167的框图所示，在发送部设立隔行扫描器744k、在接收部设立逆隔行扫描器759kk、936b，根据图168(a)的隔行扫描表954，进行隔行扫描，并在逆隔行扫描器936b的逆隔行扫描器RAM936X中译码，由此，对于通信系统的区间误差也能够进行强有力的传送，且图象稳定。这里用图89的C/N和误码校正后的误码率的关系图说明逻辑分级结构。在图89 中，直线881表示Dh频道的C/N和校正后的误码率的关系，直线882表示I^2频道的C/N 和校正后的误码率的关系。输入信号的C/N值越小，校正后的数据的误码率就越大。在一定的C/N值以下，误码校正后的误码率没有被纳入在系统设计时的基准误码率Kh以下，所以，不能正常地再生原数据。而在图89中，如果逐渐地提高C/N，则像Dw信号的直线881所示的那样，C/N 在e以下时不能进RD1频道的解调。e<C/N<d，能进行D1频道的解调，但是Dw频道的误码率超过Kh时，就不能正常地再生原数据。C/N = d时，Dw的误码校正能力比Dp2高，故误码校正后的误码率如点885d所示， 低于Kh，所以，能够再生数据。另一方面，Dp2的误码校正能力没有Dh那样高，故校正后的误码率没有Dh那样低，因而校正后的误码率超过氏和Kh，故不能再生。因此，这时，只能再生Dh。当提高C/N到C/N = C时，Dp2的误码校正后的误码率如点885c所示，达到Kh， 所以，能再生。在这个时刻，D1^Dh2即D2频道的解调处于不确定状况。随着提高C/N，在 CN = b'时込频道就能确实地解调了。进而提高C/N到C/N = b时，Dh的误码率如点858b所示，减少到Eth。则D2^1能够再生。这时，D2_2的误码率比Eth大，故不能再生。C/N = a时，如点88 所示，D2_2的误码率减少到Kh，频道能够再生。这样，通过运用误码校正能力的差别化，进而把物理分级Dp D2频道分割为2层的逻辑分级，便能进行总共4的分级传送。这时，把数据结构作成分级结构，使得即使丢失高等级的数据，也能再生一部分原信号，通过与本发明的分级传送组合，可以像模拟传送那样，伴随C/N的恶化，可以进行逐渐减少数据量的分级型传送。特别是，由于近年来的图象压缩技术急速地进步。将图象压缩数据做成分级结构和分级传送组合时，在相同的点间可以传送画面质量远高于模拟传送的图象，同时，又能像模拟传送那样，根据接收信号电平，分阶段地降低画面质量，从而可在广阔的区域都能够接收。这样，就能够用数字技术保持高质画面，得到以往的数字图象传送所没有的分级传送的效果。另外，图象分段数据的地址数据、图象压缩时的基准图象数据、示于图66扰频器部分的扰频解除数据以及帧同步信号等HDTV信号的图象扩展中最重要的数据作为高优先权数据Dh，用图88、图133、图170、图172的高码增益的ECC编码器743a发送，用接收机 43的高码增益的ECC译码器758接收。在这种方式中，即使C/N恶化、信号的出错率增加， 高优先权数据Dh的出错率并不以同样程度增加，因而能够获得防止数字图象特有的致命的画质破坏的效果，而往往是虽然画面质量不太好，但仍能可靠地得到图象。图133、图170 的调制部749、解调部760无论是上述的16QAM、32QAM，还是后面的实施例4中所述的图57 的4VSB和图68的8VSB或8PSK，都能够获得尽管画面质量不太好但仍能可靠地得到图象的效果。而且，如图133、图156所示，在第2数据流输入单元744中的ECC编码器74 和格状编码器744b中进行高码增益的错误代码化，而仅在ECC编码器743a中进行低码增益的错误代码化，由此能够使接收时的高优先权数据和低优先权数据的出错率有大的差别。 因此，由于即使通信系统的C/N值大幅度恶化，也能够接收高优先权数据，故在如汽车内TV 接收机等接收条件恶劣的、C/N值剧烈恶化的条件下，伴随低优先权数据的恶化，画质也恶化。然而由于能够再生高优先权数据故能够再生象素框的配置信息，所以，能够得到图象不被破坏。只是清晰度和噪声恶化了的图象，能够得到使用户可以观看TV节目的显著效果。实施例3 以下，参照图面说明本发明的第3实施例。图四是实施例3的总体图。实施例3示出了把本发明的传送装置用于数字TV广播系统的例子。超高分辨率的输入图象402输入到第1图象编码器401的输入部403，由分离电路404分离为第1数据串、第2数据串和第3数据串，再由压缩电路405压缩后输出。其它输入图象406、407、408分别由和第1图象编码器401同样结构的第2图象编码器409、410、411压缩并输出。这4组数据中，第1数据串的4组信号用多路器412的第1多路器413在时间上使TDM方式等实现多路化，作为第1数据串传送给发送机1。第2数据串的信号群的全部或一部分由多路器414形成多路化，作为第2数据串传送到发送机1。另外，第3数据串的信号群的全部或一部分由多路器415形成多路化，作为第3数据串传送入发送机1。接受这些数据的发送机1由调制器4对3个数据串进行实施例1中叙述的调制，经发送部5由天线6和信道7传送到卫星10，再经中继器12，传送到第1接收机23等3种接收机。第1接收机23经信道21用半径为巧的小径天线22接收，在第1数据串再生部 232中仅再生接收信号中第1数据串。由第1图象译码器421再生并输出NTSC信号或宽带 NTSC信号等低分辨率的图象输出425和426。第2接收机33用半径r2的中径天线32接收，由第1数据串再生部232和第2数据串再生部233再生第1数据串和第2数据串，由第2图象译码器422再生并输出HDTV信号等高分辨率的图象输出427或图象输出425、426。第3接收机43用半径r3的大径天线33接收，由第1数据串再生部232、第2数据串再生部233和第3数据串再生部234再生第1、第2、第3数据串，输出录相厅和电影院用的超高分辨率HDTV等超高分辨率的图象输出428。同时，也能够输出图象输出425、426、 427。一般的数字TV广播从数字式发送机发送，用第1接收机23接收时，只能以NTSC等低分辨率的图象输出4 输出。下面，根据图30的第1图象编码器401的框图详细地说明结构。超高分辨率的图象信号输入到输入部403，然后送入分离电路404。在分离电路404中，用部分频带编码方式分离为4个信号。用QMF等水平低通滤波器451和水平高通滤波器452分离成水平低频成分和水平高频成分。用二次取样部453、454，将各个成分的取样比率定为一半后，水平低频成分由垂直低通滤波器455和垂直高通滤波器456分别分离为水平低频垂直低频信号 (简称m信号)和水平低频垂直高频信号(简称m信号)，由二次取样部457和458去除取样比率，传送入压缩部405。水平高频成分由垂直低通滤波器459和垂直高通滤波器460，分离为水平高频垂直低频信号(简称H1^号)和水平高频垂直高频信号(简称HhVh信号)，由二次取样部461、 462去除取样比率，传送入压缩部405。在压缩部405中，用第1压缩部471把信号进行DCT等最佳的压力，由第1输出部472作为第1数据串输出。HlLh信号在第2压缩部473中被压缩后传送到第2输出部464。HhVl信号由第3 压缩部463压缩后传送到第2输出部464。HhVl信号由分离电路465分为分辨率图象信号 (HhVlI)和超高分辨率图象信号(HhVH2)，HVhI传送到第2输出部464，HhVl传送到第3输出部 468。下面，用图31说明第1图象译码器421。第1图象译码器421把来自第1接收机 23的输出、第1数据串即D1输入到输入部501，由译扰码器解除扰码后由扩展部503扩展后的前述m信号，利用画面比率变更电路504和输出部505变更画面比率，输出NTSC信号的图象506、用NTSC信号突出画面的图象507、宽带TV的全画面的图象或宽带TV侧板画面的图象509。这时，可以选择非交错或交错2种扫描线。对于NTSC的情况能得到525条扫描线、2重扫描画面时能得到1050条扫描线。另外，在接收来自数字式发送机51的4psk 的一般数字式TV广播时，利用第1接收机23和第1图象译码器421能解调并再生TV图象。下面，用图32的第2图象译码器框图说明第2图象译码器。首先，来自第2接收机33 的D1信号由第1输入部521输入，由第1扩展部522进行扩展，由过度取样部523进行2倍取样，再由垂直低通滤波器5 再生m信号。&信号经输入部530输入，由分离电路531分离为3个信号，再由第2扩展部532、第3扩展部533和第4扩展部534分别进行扩展及解除扰码，用过度取样部535、536、537做2倍的取样，由垂直高通滤波器538、垂直低通滤波器539、垂直高通滤波器540送出。m信号和HJh信号在加法器525相加，由过度取样部 541和水平低通滤波器542形成水平低频图象信号，送到加法器M3。HhVl信号和HhVhI信号由加法器5 相加，用过度取样器544和水平高通滤波器545形成水平高频图象信号，再由加法器543形成HDTV等的高分辨率图象信号HD信号并从输出部546输出HDTV等的图象输出讨7。根据情况，也能输出NTSC信号。图33是第3图象译码器的框图，DJf号从第1输入部521、&信号从第2输入部 530输入由高频图象译码器527按前述顺序再生HD信号。D3信号由第3输入部551输入， 经超高频部图象译码器552扩展、去扰码及合成，再生HhVh信号在合成器553中被合成为超高分辨率TV信号即S-HD信号，由输出部5M输出超高分辨率图象信号555。下面，说明在图四的说明中接触过的多路器401的具体的多路化方法。图34是数据配列图。描述了在T的期间中，在第1数据串D1、第2数据串D2和第3数据串D3如何配置6个NTSC频道L1、L2、L3、L4、L5、L6和6个HDTV频道M1-M6以及6个S-HDTV频道 H1-H6。图34首先在T期间以TDM方式等按时间多路在D1信号上配置Ll到L6。把第1频道的凡\信号传送到D1的区域601。接着在与第1频道相当的时间内把第1频道的HDTV和 NTSC的差分信息M1，即上述的ΗΛ信号、HlVh信号和HhVhI信号传送到D2信号的区域602。 另外，把第1频道的超级HDTV差分信息H1，即在图30所说明的HhVhIH1传送入D3信号的的区域603。下面说明选择第1频道的TV台的情况。首先，拥有小型天线、第1接收机23和第 1图象译码器421的系统的一般接收者，能得到图31的NTSC或宽带NTSC的TV信号。其次，拥有中型天线、第2接收机33和第2图象译码器422的特定的接收者，选择频道1时， 把第1数据串D1的区域601和第2数据串&的区域602的信号合成后，可以得到和频道1 的NTSC节目相同的节目内容的HDTV信号。拥有大型天线、能够多值解调的第3接收机43和第3图象译码器423的电影院等的部分接收者，把D1的区域601、仏的区域602和D3的区域603的信号合成后，可以得到和频道1的NTSC的节目内容相同的电影院用图象质量的超高分辨率HDTV信号。2到3的其它频道，同样也能够再生。图35是另一种区域的构成。首先，NTSC的第1频道配置在Li。这个Ll位于D1 信号的第1时间区域的区域601，在起始端加入了含有NTSC间的译扰码信息和实施例1所说明的解调信号的信息Sl 1。其次，HDTV的第1频道分割为Ll和Ml，Ml是HDTV和NTSC的差分信息，加入在D2的区域602和区域611中。这时，采用6Mbps的NTSC压缩信号并收容在Li，则Ml的频带就成为2倍的12Mbps。将Ll和Ml组合，18Mbps的频带可从第2接收机 33和第2图象译码器423进行解调和再生。另一方面，用现在建议的压缩方法在约15Mbps 的频带内能够实现NDTV压缩信号。因此，利用图35的配置可以用频道1同时广播HDTV和 NTSC0这时，不能用频道2再生HDTV。S21是HDTV的去扰码信息。另外，超HDTV信号被分割成LUMl和Hl发送。超HDTV的差分信息用D3的区域603、612、613，把NTSC设定为6Mbps 时合计发送36Mbps，如果进行高度压缩，则也能传送扫描线约为2000条的电影院用画面质量的超HDTV信号。
28
图36的配置图示出了用D6占有6个时间区域传送超HDTV信号的情形。把NTSC 压缩信号设定为6Mbps时，能够传送9倍的54Mbps。由此，能够传送高画面质量的超HDTV。以上，是利用发送信号的电波的水平或垂直偏振面的情形。通过使用水平和垂直 2个偏振面，频率利用率成为2倍。下面进行说明。图49示出了第1数据串的水平偏振信号Dul垂直偏振信号Dm第2数据串的相应的D 2、DH2、和第3数据串的D 3、DH3的配置图。这时，在第1数据串的垂直偏振信号Dul上加入了 NTSC等低频TV信号，在第1数据串的水平偏振信号Dhi上加入了高频TV信号。因此，只具有垂直偏振天线的第1接收机23能够再生NTSC等的低频信号。另一方面，具有垂直、水平两方向偏振天线的第1接收23，就能够得到例如将Ll和Ml合成的HDTV信号。即， 使用第1接收机23时，根据天线的能力，一方面能够再生NTSC，另一方面又能够再生NTSC 和HDTV，故具有2种方式兼容的巨大效果。图50是做成TDAM方式的情况。在各数据段721的起始部设置了同步部731和卡片部741。另外，在帧的起始部设置了同步信息部720。这时，各时间段群分别被分配到各一个频道。例如，用第1时间段750能够发送第1频道的完全相同节目的NTSC、HDTV、超HDTV。 各个时间段750-750e完全独立。从而，特定的播放台用特定的时间段以TDAM方式广播时， 具有能与其它电台独立地播放NTSC、HDTV、超HDTV的效果。另外，接收侧拥有使用水平偏振天线的第1接收机23的结构时，能够再生NTSC TV，若是双偏振天线则能再生HDTV。如果使用第2接收机33，则能够再生低分辨率的超HDTV。如果使用第3接收机43，则能够完全再生超HDTV信号。这样就能建立起具有兼容性的广播系统。这时不仅图50的配置那样分段状的TDMA方式能够再生，而且图449那样的连续信号的时间多路化也能再生。另外， 如果按图151所示那样配置也能够再生高分判率的HDTV信号。如上所述，根据实施例3，能进行具有超高分辨率型HDTV、HDTV和NTSC TV的3种信号兼容性的数字TV广播。特别是在电影院等传送时，具有能够把图象电子化的新的效果。下面，把本发明的变形QAM称作SRQAM，说明其具体的误码率。首先，计算16SRQAAM的误码率。图99是16SRQAM的信号点矢量图。在第1象限， 对于16QAM的情况，信号点83a、83b、84a、85、86a等16个信号点的间隔相等，都是2 δ。16QAM的信号点83a处于距座标轴的I轴、Q轴δ的距离，这里，对于16QQAM的情况，把η定义为移动值，则移动信号点83a使距座标轴的距离向η δ位置的信号点83移动。 这时，则0 < η < 3另外，其它的信号点84a、86a也移动到信号点84、86的位置。设第1数据串的误码率为Pel，则PeI.16= ^-(crfc (^=~) + erfc (^=-)= ~Γ crfc ( Jl￡L·-)
V9+n2设第2数据列的误码率为Pe2，则
权利要求
1.一种信号传输和接收装置，用于传输和接收具有第一数据流和第二数据流的信息的 VSB调制信号，所述装置包括传输装置和接收装置，所述传输装置包括交织器，可操作地交织所述第二数据流，以生成交织数据流；调制器，可操作地将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为η级VSB调制信号，η是大于m的整数，其中所述第一数据流包括表示η值的信息；以及发射器，可操作地发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号； 所述接收装置包括解调器，可操作地将所述m级VSB调制信号解调为所述第一数据流，并将所述η级VSB 调制信号解调为解调数据流，其中根据所述表示η值的信息，再现所述解调数据流；以及去交织器，可操作地将所述解调数据流去交织为所述第二数据流。
2.一种信号传输装置，用于传输具有第一数据流和第二数据流的信息的VSB调制信号，所述装置包括交织器，可操作地交织所述第二数据流，以生成交织数据流；调制器，可操作地将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为η级VSB调制信号，η是大于m的整数； 其中所述第一数据流包括表示η值的信息；以及发射器，可操作地发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号。
3.一种信号接收装置，包括接收器，可操作地接收被发送的VSB调制信号，其中所述被发送的VSB调制信号包括m级VSB调制信号和η级VSB调制信号，η是大于m的整数；解调器，可操作地将所述m级VSB调制信号解调为第一数据流，其中所述第一数据流是包括表示η值的信息的非交织数据流，并且将所述η级VSB调制信号解调为解调数据流，其中所述解调数据流是交织数据流，其中根据所述表示η值的信息，再现所述解调数据流；以及去交织器，可操作地将所述解调数据流去交织为第二数据流。
4.一种信号传输和接收方法，用于传输和接收具有第一数据流和第二数据流的信息的 VSB调制信号，所述装置包括传输方法和接收方法，所述传输方法包括交织所述第二数据流，以生成交织数据流；将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为 η级VSB调制信号，η是大于m的整数；其中所述第一数据流包括表示η值的信息；以及发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号； 所述接收方法包括将所述m级VSB调制信号解调为所述第一数据流，并将所述η级VSB调制信号解调为解调数据流，其中根据所述表示η值的信息，再现所述解调数据流；以及将所述解调数据流去交织为所述第二数据流。
5.一种信号传输方法，用于传输具有第一数据流和第二数据流的信息的VSB调制信号，所述方法包括交织所述第二数据流，以生成交织数据流；将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为 η级VSB调制信号，η是大于m的整数，其中所述第一数据流包括表示η值的信息；以及发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号。
6.一种信号接收方法，包括接收被发送的VSB调制信号，其中所述被发送的VSB调制信号包括m级VSB调制信号和η级VSB调制信号，η是大于m的整数；将所述m级VSB调制信号解调为第一数据流，其中所述第一数据流是包括表示η值的信息的非交织数据流，并且将所述η级VSB调制信号解调为解调数据流，其中所述解调数据流是交织数据流，其中根据所述表示η值的信息，再现所述解调数据流；以及将所述解调数据流去交织为第二数据流。
7.一种信号传输和接收装置，用于传输和接收具有第一数据流和第二数据流的信息的 VSB调制信号，所述装置包括传输装置和接收装置，所述传输装置包括交织器，可操作地交织所述第二数据流，以生成交织数据流；调制器，可操作地将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为η级VSB调制信号，η是大于m的整数；其中所述第一数据流包括表示调制方案的信息；以及发射器，可操作地发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号；所述接收装置包括解调器，可操作地将所述m级VSB调制信号解调为所述第一数据流，并将所述η级VSB 调制信号解调为解调数据流，其中根据所述表示调制方案的信息，再现所述解调数据流；以及去交织器，可操作地将所述解调数据流去交织为所述第二数据流。
8.一种信号传输装置，用于传输具有第一数据流和第二数据流的信息的VSB调制信号，所述装置包括交织器，可操作地交织所述第二数据流，以生成交织数据流；调制器，可操作地将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为η级VSB调制信号，η是大于m的整数，其中所述第一数据流包括表示调制方案的信息；以及发射器，可操作地发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号。
9.一种信号接收装置，包括接收器，可操作地接收被发送的VSB调制信号，其中所述被发送的VSB调制信号包括m级VSB调制信号和η级VSB调制信号，η是大于m的整数；解调器，可操作地将所述m级VSB调制信号解调为第一数据流，其中所述第一数据流是包括表示调制方案的信息的非交织数据流，并且将所述η级VSB调制信号解调为解调数据流，其中所述解调数据流是交织数据流，其中根据所述表示调制方案的信息，再现所述解调数据流；以及去交织器，可操作地将所述解调数据流去交织为第二数据流。
10.一种信号传输和接收方法，用于传输和接收具有第一数据流和第二数据流的信息的VSB调制信号，所述方法包括传输方法和接收方法，所述传输方法包括交织所述第二数据流，以生成交织数据流；将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为η 级VSB调制信号，η是大于m的整数，其中所述第一数据流包括表示调制方案的信息；以及发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号；所述接收方法包括将所述m级VSB调制信号解调为所述第一数据流，并将所述η级VSB调制信号解调为解调数据流，其中根据所述表示调制方案的信息，再现所述解调数据流；以及将所述解调数据流去交织为所述第二数据流。
11.一种信号传输方法，用于传输具有第一数据流和第二数据流的信息的VSB调制信号，所述方法包括交织所述第二数据流，以生成交织数据流；将未被交织的所述第一数据流调制为m级VSB调制信号，并将所述交织数据流调制为η 级VSB调制信号，η是大于m的整数，其中所述第一数据流包括表示调制方案的信息；以及发射所述m级VSB调制信号和所述η级VSB调制信号。
12.—种信号接收方法，包括接收被发送的VSB调制信号，其中所述被发送的VSB调制信号包括m级VSB调制信号和η级VSB调制信号，η是大于m的整数；将所述m级VSB调制信号解调为第一数据流，其中所述第一数据流是包括表示调制方案的信息的非交织数据流，并且将所述η级VSB调制信号解调为解调数据流，其中所述解调数据流是交织数据流，其中根据所述表示调制方案的信息，再现所述解调数据流；以及将所述解调数据流去交织为第二数据流。
全文摘要
一种由发送机发送信号、由接收机传送图象的通信系统，其发送机具有输入装置、图象压缩装置、误码校正编码器、调制器和发送装置；其接收机具有接收装置、解调器、误码校正装置、图象扩展部以及输出装置。其发送侧把输入信号分割为第一和第二数据流(低、高频带成分)，而接收侧可根据其能力将接收信号重建低、高频带成分或只重建低频带成分。此外，将基于OFDM系统的通信系统用于数据通信的多个子通道。
文档编号H04L27/02GK102208959SQ20111003715
公开日2011年10月5日 申请日期1994年3月25日 优先权日1993年3月25日
发明者大嶋光昭 申请人:松下电器产业株式会社