解码方法和装置与流程

本发明是有关于一种解码方法和装置，且特别是一种能依据第二代数位卫星广播(DVB-S2)系统中帧头信号内的帧起始(StartofFrame，SOF)序列所受到的相位偏差影响来进行补偿，以进而解码出第二代数位卫星广播系统中的物理层信令码(PhysicalLayerSignalingCode)之7个位元信息的解码方法和装置。
背景技术：
：DVB-S2是在基于前一代DVB-S的基础下所发展出的第二代数位卫星广播标准。因此，相较于DVB-S系统，第二代数位卫星广播系统在传输容量、调制与纠错等能力表现上都具有更佳的性能提升。举例来说，在前向错误更正(Forwarderrorcorrection，FEC)的技术上，第二代数位卫星广播系统所采用的核心技术为具有较高编码增益的低密度奇偶检查(Low-densityparity-check，LDPC)码，因此其不仅大大地提升了接收装置的错误校正能力，亦可使得第二代数位卫星广播系统所提供出的数据传输容量，能够达到非常地逼近至夏农极限(ShannonLimit)所定义的理想数据传输容量。除此之外，在第二代数位卫星广播系统的标准规格中，所采用的LDPC码的长度则又可进一步地被区分为普通帧(Normal)与短帧(Short)的两种帧长度模式。另外一方面，在第二代数位卫星广播系统的传输过程中，主要是以帧(Frame)作为基本单位来进行传输。请参阅图1，图1是现有的第二代数位卫星广播系统的帧结构之示意图。因此每一帧皆是经由一帧头信号 (PL-Header)部份与一数据信号(Data)部份所构成，而帧头信号部份则又主要是经由两段特殊的同步码所组成，其中一段为26个符码且固定码字为(18D2E82)HEX的帧起始(SOF)序列，而另一段则为第二代数位卫星广播系统中7个位元(b1～b7)的物理层信令码在使用了雷德穆勒码(Reed-Mullercode)进行编码运算后，所得到的64个符码的编码后物理层信令码。详细来说，编码前的物理层信令码的此7个位元(b1～b7)的信息包括为5个位元(b1～b5)的MODCOD信息及2个位元(b6～b7)的TPYE信息，其中MODCOD信息用以指示出当前帧的调制模式与码率，而TPYE信息中的位元b6则是用以指示出当前帧的LDPC码的长度为普通帧模式(64800位元)或短帧模式(16200位元)，TPYE信息中的位元b7则是用以指示出当前帧内是否有导频信号的插入。因此，帧头信号部份除了可用于作为接收装置的同步之外，当接收装置接收与解码出帧头信号部份内的物理层信令码的此7个位元(b1～b7)后，则将可以相对地获取知道发射装置所传输的当前帧的调制模式、码率与LDPC码长度等信息，以致于使得整个第二代数位卫星广播系统能够正常地运作。对此，由于第二代数位卫星广播系统中帧头信号部份的解码方法，仍会受到传输通道中所带来的相位偏差而有所影响。因此为了有效地解决现有技术中对其相位偏差较为敏感的问题，并且使得第二代数位卫星广播系统中的接收装置能够快速且精确地解码出当前帧头信号内的物理层信令码的此7个位元信息，需要一种新的第二代数位卫星广播系统物理层信令码的解码方法和装置。技术实现要素：本发明实施例提供一种解码方法，用以解码出第二代数位卫星广播系统中的物理层信令码的7个位元。所述解码方法的步骤如下。首先，接收具有M个符码的帧头信号。其次，使用此M个符码中之帧起始序列的M1个符码进行相偏估计运算，以计算出相位补偿值。最后，使用此相位 补偿值与此M个符码中之帧起始序列之后的M2个符码来决定出物理层信令码的7个位元。其中M、M1与M2皆为正整数，且M等于M1与M2之和。本发明实施例另提供一解码装置，用以解码出第二代数位卫星广播系统中的物理层信令码的7个位元。所述解码装置包括接收模块、相偏估计模块以及处理模块。接收模块用以接收具有M个符码的帧头信号。相偏估计模块使用此M个符码中之帧起始序列的M1个符码进行相偏估计运算，以计算出相位补偿值。处理模块则使用此相位补偿值与此M个符码中之帧起始序列之后的M2个符码来决定出物理层信令码的7个位元。其中M、M1与M2皆为正整数，且M等于M1与M2之和。综上所述，本发明实施例所提供的一种解码方法和装置，可以有效地解决现有技术中第二代数位卫星广播系统的物理层信令码容易受相位偏差影响的问题。另外，在第二代数位卫星广播系统的物理层信令码的编码过程中，其编码方式有一定的特性规律，因此，本发明实施例所提供的解码方法和装置可以利用此编码方式中的特性规律作为已知信息，进而快速且精确地解码出当前帧头信号内的物理层信令码的7个位元信息，从而降低解码运算时间与运算量，并且提升其解码性能。为使能更进一步了解本发明之特征及技术内容，请参阅以下有关本发明之详细说明与附图，但是此等说明与所附图式仅系用来说明本发明，而非对本发明的权利范围作任何的限制。附图说明图1是现有的第二代数位卫星广播系统的帧结构之示意图。图2A是本发明实施例所提供的物理层信令码的编码方式之示意图。图2B是本发明另一实施例所提供的物理层信令码的编码方式之示意图。图3是本发明实施例所提供的解码方法之流程示意图。图4是本发明实施例所提供的解码方法中计算出相位补偿值之流程示意图。图5A是本发明实施例所提供的解码方法中使用相位补偿值以及决定出物理层信令码的7个位元之流程示意图。图5B是本发明另一实施例所提供的解码方法中使用相位补偿值以及决定出物理层信令码的7个位元之流程示意图。图6是本发明另一实施例所提供的解码方法之流程示意图。图7是本发明另一实施例所提供的解码方法中决定出物理层信令码的第6个位元的位元值之流程示意图。图8是本发明实施例所提供的解码装置之功能方块示意图。具体实施方式在下文中，将藉由图式说明本发明之各种实施例来详细描述本发明。然而，本发明概念可能以许多不同形式来体现，且不应解释为限于本文中所阐述之例示性实施例。此外，在图式中相同参考数字可用以表示类似的组件。本发明实施例所提供的解码方法和装置，可以适用于第二代数位卫星广播系统的任何接收装置中，换言之，本发明并不限制第二代数位卫星广播系统的具体实现方式。除此之外，一般情况下编码后的物理层信令码还 需要经过加扰以及调制的处理，才可以经由第二代数位卫星广播系统的发送装置来进行传输，然本发明并不限制第二代数位卫星广播系统所传输的物理层信令码在加扰以及调制的详细实现方式，本
技术领域：
中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。请参阅图2A，图2A是本发明实施例所提供的物理层信令码的编码方式之示意图。详细来说，第二代数位卫星广播系统的物理层信令码b1～b7，为总长度7个位元的二进制码，其中此物理层信令码的前6个位元b1～b6，则会经由一个习知的6×32编码矩阵G进行运算，以产生出总长度为32个位元的码字y1～y32，而码字y1作为输出的第一个码字。码字y1再经过1位元的延迟后，会与此物理层信令码的第7个位元b7进行异或(XOR)运算，以产生码字y1⊕b7作为输出的第二个码字，接着，码字y2被作为输出的第三个码字，其他输出的第4～64个码字则可以此类推。有此可知，此物理层信令码b1～b7在经过编码后，将会产生出总长度为64个位元的编码序列y1、y1⊕b7、y2、y2⊕b7～y32、y32⊕b7。接着，对此64个位元的编码序列进行加扰，并且再做π/2-BPSK的调制，以产生出总长度为64个符码的编码后物理层信令码d1～d64。上述6×32编码矩阵G表示如下：G=010101010101010101010101010101010011001100110011001100110011001100001111000011110000111100001111000000001111111100000000111111110000000000000000111111111111111111111111111111111111111111111111]]>。进一步来说，编码序列中所输出的第二个码字y1⊕b7不是与输出的第一码字y1相同，就是与第一码字y1正好相反。因此可以发现，由于异或运算的影响，所输出的第二个码字y1⊕b7的结果，将可以完全取决于物理层信令码的第7个位元b7的值而得知，以此类推。对此，本发明实 施例中的物理层信令码的前6个位元与编码矩阵G的运算过程，可以进而简化成以下方程序：[y1,y2,y3,......,y30,y31,y32]=[b1b2b3b4b5b6]×G]]>方程式(1)。接着，若物理层信令码的第7个位元b7的位元值为0时，则编码序列即表示为[y1,y1,y2,y2,y3,y3,......,y30,y30,y31,y31,y32,y32]，若物理层信令码的第7个位元b7的位元值为1时，则编码序列即表示为其中表示为对y取相反。另外，根据以上之教示，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，在此物理层信令码的编码方式过程中，对于此64个位元的编码序列进行加扰，即可看作为是使用一个64个位元的扰码序列[s1,s2,s3,......,s62,s63,s64]来对此编码序列进行异或运算，以产生出64个位元的扰码后编码序列[p1,p2,p3,......,p62,p63,p64]。接着，将扰码后编码序列[p1,p2,p3,......,p62,p63,p64]进行π/2-BPSK的调制，以产生出总长度为64个符码的编码后物理层信令码d1～d64，其结果可以进而简化成以下方程序表示：dn=(1-2pn)ejπ4[2+(-1)n],n=1,2,......,63,64]]>方程式(2)。另外一方面，请参阅图2B，图2B是本发明另一实施例所提供的物理层信令码的编码方式之示意图。相较于图2A的方式，图2B物理层信令码的编码方式在于，仅需要将此物理层信令码的7个位元b1～b7，与一个7×64编码矩阵G’直接进行运算，以产生出总长度为64个位元的编码序列。接着，同样地对此64个位元的编码序列进行加扰，并且再做π/2-BPSK的调制，以产生出总长度为64个符码的编码后物理层信令码d1～d64。上述7×64编码矩阵G’则表示如下：G′=1111111111111111111111111111111111111111111111111111111111111111000000000000000000000000000000001111111111111111111111111111111100000000000000001111111111111111000000000000000011111111111111110000000011111111000000001111111100000000111111110000000011111111000011110000111100001111000011110000111100001111000011110000111100110011001100110011001100110011001100110011001100110011001100110101010101010101010101010101010101010101010101010101010101010101]]>。因此，通过现有技术可以进一步地简化图2A中用以产生出64个位元的编码序列的方式，其简化后的结果即表示为如下：[c1,c2,c3,c4,......,c61,c62,c63,c64]=[b6,b5,b4,b3,b2,b1,b7]×G′]]>方程式(3)，也就是说，于上述方程式(3)中，第二代数位卫星广播系统的物理层信令码的7个位元b1～b7，将可以是直接经由与此7×64编码矩阵G’进行运算，以产生出总长度为64个位元的编码序列c1～c64。根据以上内容之教示，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，在图2B物理层信令码的编码方式中，此7×64编码矩阵G’相当于可以看作为一个由参数RM(1,6)的雷德穆勒码所生成的矩阵。因此，在本发明实施例所提供的解码方法中，解扰后的编码序列将可以是采用阿达马解码算法来进行运算，以进而解码出当前帧头信号内的物理层信令码的7个位元信息。另外一方面，在第二代数位卫星广播系统的传输过程中，由于同时考虑到频率与相位偏差所带来的影响，因此编码后物理层信令码d1～d64在经由传输信道之后，使得接收装置所接收到的信号，将可以进一步地以下列方程式来表示：r(n)=α×dnej(2πΔfnTs+θ)+w(n)=α×dnej(2πϵn+θ)+w(n)=α(1-2pn)ejπ4[2+(-1)n]ej(2πϵn+θ)+w(n)]]>。方程式(4)其中n＝1,2,......,63,64，r(n)为接收装置所接收到的信号，α为传输通道的衰弱因子，Δf为频率偏差，TS为信号间隔时间，θ为初始相位偏差，w(n)为可加性白色高斯噪声(AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN)，ε＝ΔfTS为归一化频率偏差。因此，根据以上内容之教示，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，上述参数ε乃会对于接收到的信号r(n)造成极大的变化影响。对此，以下更将使用一个针对上述接收到的信号r(n)进行现有解码方法之例子来 做说明，以进一步地解释出参数ε对于解码出物理层信令码的此7个位元信息时所带来的实际影响。首先，接收装置会将所接收到的信号r(n)进行π/2-BPSK的解调制，其解调制后的结果可进一步地以下列方程式来表示：u(n)=r(n)e-jπ4[1+(-1)n]=α(1-2pn)ejπ4ej(2πϵn+θ)+w1(n)]]>方程式(5)。其中且在n为奇数时为1，n为偶数时为-j。接着，对解调制后的结果进行解扰，其解扰后的结果即表示为如下：v(n)=(1-2sn)u(n)=(1-2sn)(1-2pn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w2(n)=(1-2sn)[1-2(cn⊕sn)]αejπ4ej(2πϵn+θ)+w2(n)=(1-2cn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w2(n)]]>方程式(6)。其中由于sn和cn为非0即1的二进制位元值，因此本
技术领域：
中具有通常知识者在利用穷举法后，应该能够容易地理解且验证出下式的成立：(1-2sn)[1-2(sn⊕cn)]＝(1-2cn)，故于此不再多加冗述。另外， w2(n)＝(1-2sn)w1(n)，且(1-2sn)表示为扰码序列在调制域的形式。最后，将解扰后的结果与一个64×64阿达马矩阵作运算，以获得一个1×64的相关值向量，其简化的结果即表示为如下：z(m)=Σn=164h(m,n)v(n)=Σn=164h(m,n)(1-2cn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w3(n)]]>方程式(7)。其中m＝1,2,......,63,64，h(m,n)为此64×64阿达马矩阵的第m行及第n列的元素值，且w3(n)=Σn=164h(m,n)w2(n).]]>接着，找出此相关值向量中的所有元素之绝对值平方最大者的列索引值，即并且进而藉由将此列索引值转换为二进制码，以解码出当前帧头信号中物理层信令码的7个位元中的第1至第5与第7个位元(b1～b5与b7)的位元值。最后，同理可知，在理想的情况下(例如，无频偏、无相偏与无噪声等)，此相关值向量中的列索引值所对应的元素应可表示为如下方程序：z(m^opt)=64ejπ4,ifb6=0;-64ejπ4,ifb6=1;]]>方程式(8)。对此，明显可知，接收装置乃可以进一步地以透过对元素进行硬判决的方式，来决定出当前帧头信号中物理层信令码的7个位元中的第6个位元(b6)的位元值。有鉴于此，根据以上内容之教示，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，只有在参数ε很小的情况下，接收装置才有可能正确地解码出当前帧头信号内的物理层信令码的此7个位元信息。因此，一般情况下接收装置还需要先经过对接收到的信号r(n)进行粗调的频偏处理，才可以开始对帧头信号进行解码，然本发明并不限制第二代数位卫星广播系统在粗调频偏处理的详细实现方式，本
技术领域：
中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。值得注意的是，为了更进一步说明关于相位偏差对于解码出第二代数位卫星广播系统中物理层信令码的7个位元信息所带来的影响，因此本发明则会是进一步地以假定参数ε已经很小的例子(即2πεn+θ≈θ)来做说明。对此，同理可知，接收装置在找出相关值向量中的所有元素之绝对值平方最大者的列索引值时，其结果将可进一步地以如下方程序来表示：m^opt=maxm{|z(m)|2}=maxm{|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w3(n)|2}≈maxm{|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αe(π4+θ)+w3(n)|2}]]>方程式(9)。另外一方面，透过现有技术可以更进一步地简化上述方程式(9)中的相关值向量中的所有元素之绝对值平方，其简化后的结果即表示为如下：|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αe(π4+θ)+w3(n)|2=|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αe(π4+θ)+Σn=164w3(n)|2=|αf(m)e(π4+ω)|2=[αf(m)e(π4+θ)+ω]*[αf(m)e(π4+θ)+ω]=α2f2(m)+ω2+2Re{αωf(m)e-(π4+θ)≅α2f2(m)+Pw(m)]]>方程式(10)。其中方程式(10)中f(m)=Σn=164h(m,n)(1-2cn),]]>ω=Σn=164w3(n),]]>且表示为噪声所带来的影响。因此，方程式(9)将可简化成如下表示：m^opt=maxm{α2f2(m)+Pw(m)}]]>方程式(11)。因此，根据以上内容之教示，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，初始相位偏差θ只会出现在噪声项PW(m)中，而不会出现在α2f2(m)中，所以当在接收装置找寻出列索引值的过程中，初始相位偏差θ所带来的影响可以忽略不见。换言之，初始相位偏差θ对于接收装置解码出当前帧头信号中物理层信令码的第1至第5与第7个位元(b1～b5与b7)的位元值并不会有任何的影响。相反地，当接收装置将通过对元素进行硬判决来决定出当前帧头信号中物理层信令码的第6个位元(b6)的位元值时，通过现有技术可以进一步地将其结果简化为如下表示：z(m^opt)=αej(π4+θ)Σn=164h(m^opt,n)(1-2cn)+w3(n)=αej(π4+θ)f(m^opt)+w3(n)]]>方程式(12)。因此，即便在方程式(12)中对噪声项w3(n)忽略不见的话，其仍属为一个实数，因此显然元素会受到初始相位偏差θ的影响，故初始相位偏差θ对于接收装置是否能够正确地解码出当前帧头信号中物理层信令码的第6个位元(b6)的位元值具有较大的影响力。对此，本发明实施例的解码方法主要精神乃在于，估测出帧头信号内的相位偏差，并且藉此以对元素进行补偿，以快速且精确地解码出当前的帧头信号中的物理层信令码之7个位元信息。另外，如前面所述，由于帧头信号内包括有一段26个符码且固定码字为(18D2E82)HEX的帧起始序列。因此，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，上述帧头信号内所进行的相位偏差估算，乃可进一步地以采用所接收到的帧起始序列来进行估测。请参阅图3，图3是本发明实施例所提供的解码方法之流程示意图。首先，在步骤S301中，接收具有M个符码的帧头信号。其次，在步骤S303中，使用此M个符码中帧起始序列的M1个符码进行相偏估计运算，以计算出相位补偿值。最后，在步骤S305中，使用相位补偿值与此M个符码中帧起始序列之后的M2个符码来决定出物理层信令码的7个位元。其中M、M1与M2皆为正整数，且M等于M1与M2之和。如前面所述，本发明实施例所提供的解码方法为适用于第二代数位卫星广播系统，但本发明并不限定于此。因此，若依照第二代数位卫星广播 系统的规格制定标准来说，帧头信号的90个符码是经由26个固定符码的帧起始序列，以及64个符码的编码后物理层信令码所组成，也就是说上述参数M将等于90，而M1等于26且M2等于64。另外一方面，为了更进一步说明关于步骤S303中计算出相位补偿值的技术手段，以下将分别详述步骤S303内的其中一种详细实现方式，其并非用以限制本发明。请参阅图4，图4是本发明实施例所提供的解码方法中计算出相位补偿值之流程示意图。图4中部分与图3相同之流程步骤以相同之图号标示，因此在此不再详述其细节。请同时参阅图3与图4，步骤S303中包括有步骤S401～步骤S403。首先，在步骤S401中，会将帧起始序列的M1个符码的符码值调整至第一象限后进行累加运算，以获得到向量偏差值。接着，在步骤S403中，使用反正切函数来对此向量偏差值进行运算，藉此计算出对应此向量偏差值的相位偏差值作为相位补偿值。具体来说，假定一开始时此帧起始序列即表示为[a1,a2,………,a26](即M1等于26)时，此帧起始序列在经过π/2-BPSK的调制处理后，藉由方程式(4)可以发现，使得接收装置所接收到的帧起始序列应进一步地表示为如下：rsof(m)=α(1-2am)ejπ4[2+(-1)m]ej(2πϵm+θ)+wsof(m)=αdsof(m)ej(2πϵm+θ)+wsof(m)]]>方程式(13)。其中m＝1,2,......,25,26，表示为经过π/2-BPSK的调制处理后的帧起始序列，且wsof(m)为可加性白色高斯噪声。同理，当 在假定参数ε已经很小的例子(即2πεn+θ≈θ)下，方程式(13)将可进一步地简化成如下表示：rsof(m)=αdsof(m)ejθ+wsof(m)]]>方程式(14)。对此，在步骤S401中进行运算以获得到向量偏差值的方程式即可表示为如下：Asof=Σm=126(1-2am)e-jπ4[1+(-1)m]rsof(m)=26αej(π4+θ)+wsof′]]>方程式(15)。其中wsof′=Σm=126(1-2am)e-jπ4[1+(-1)m]wsof(m)]]>表示为噪声分量。接着，在步骤S403中计算出对应此向量偏差值Asof的相位偏差值的方程式即可表示为如下：θ^=arctan{e-jπ4Asof}]]>方程式(16)。因此，根据以上内容之教示，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，在步骤S305中，接收装置乃会是进一步地依据此相位偏差值作为相位补偿值，来对元素进行补偿，以快速且精确地解码出当前的帧头信号中的物理层信令码之7个位元的信息。为了更进一步说明关于步骤 S305中进行补偿并且决定出物理层信令码的7个位元的技术手段，以下将分别详述步骤S305内的其中一种详细实现方式，其并非用以限制本发明。请参阅图5A，图5A是本发明实施例所提供的解码方法中使用相位补偿值以及决定出物理层信令码的7个位元之流程示意图。图5A中部分与图3相同之流程步骤以相同之图号标示，因此在此不再详述其细节。请同时参阅图3与图5A，步骤S305中包括有步骤S501～步骤S505。首先，在步骤S501中，对M2个符码进行解扰以产生出第一编码序列，并且使用阿达马解码算法来对第一编码序列进行运算，以获得到对应第一编码序列的1×M2的第一解码向量。其次，在步骤S503中，根据第一解码向量中的所有元素之绝对值平方最大者的列索引值来决定出物理层信令码的7个位元中的第1至第5与第7个位元的位元值。最后，在步骤S505中，使用此相位补偿值来对列索引值所对应的元素进行相位补偿，并且藉此决定出物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值。详细来说，步骤S501即为上述方程式(6)与(7)的详细解码步骤，故于此不再多加冗述。值得注意的是，在步骤S501中，所谓的阿达马解码算法的详细技术手段，亦可以对第一编码序列进行快速阿达马转换(FHT)，以获得1×M2的第一解码向量。总而言之，本发明并不限制阿达马解码算法的具体实现方式，本
技术领域：
中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。另外一方面，步骤S503即为习知解码出物理层信令码的第1至第5与第7个位元的详细解码步骤，故于此不再多加冗述。除此之外，在步骤S505中进行相位补偿后的列索引值所对应元素即可表示为因此，在步骤S505中以决定出物理层信令码的第6个位元的位元值的硬判决规则可简化表示为如下：Re{z(m^ope)e-jθ}+Im{z(m^ope)e-jθ}>0,iftrun:b6=0iffalse:b6=1]]>方程式(17)。换句话说，方程式(17)将会依据相位补偿后的列索引值所对应元素的实部与虚部之和，来决定出物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值。另外一方面，复参阅图3，本
技术领域：
中具有通常知识者应可理解到，在步骤S305中，也可以是依据此相位偏差值作为相位补偿值，来对接收到的信号r(n)进行补偿之后，再藉此解码出当前的帧头信号中的物理层信令码之7个位元的信息。因此，请参阅图5B，图5B是本发明另一实施例所提供的解码方法中使用相位补偿值以及决定出物理层信令码的7个位元之流程示意图。图5B中部分与图3及图5A相同之流程步骤以相同之图号标示，因此在此不再详述其细节。请同时参阅图3与图5B，步骤S305中包括有步骤S507、步骤S503与步骤S509。首先，在步骤S507中，使用相位补偿值来对M2个符码进行相位补偿，并且对相位补偿后的M2个符码值进行解扰以产生出第一编码序列，以及使用阿达马解码算法来对第一编码序列进行运算，以获得到对应第一编码序列的1×M2的第一解码向量。其次，在步骤S503中，根据第一解码向量中的所有元素之绝对值平方最大者的列索引值决定出物理层信令码的7个位元中的第1至第5与第7个位元的位元值。最后，在步骤S509中，根据列索引值所对应元素的实部与虚部之和，来决定出物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值。也就是说，相较于图5A的流程步骤，在图5B的差异之处在于，接收装置将会是先依据所计算出的相位补偿值，来直接对所接收到的编码后 物理层信令码进行补偿，并且进而在所有接收到的编码后物理层信令码都已抵销掉相位偏差值所带来的影响后，接收装置将可使用习知的解码方法来解码出物理层信令码的7个位元信息。因此，在步骤S507中进行相位补偿后此M2个符码值即可表示为{r(n)e-jθ,n＝1,2,......,64}。另外，在步骤S507中，所谓的解扰与阿达马解码算法的详细技术手段，即为上述方程式(6)与(7)的详细步骤，故于此不再多加冗述。值得注意的是，由于在图5B的实施例中，接收装置已先对于所接收到的编码后物理层信令码进行了相位补偿。因此，在步骤S509中通过对元素进行判决来决定出当前帧头信号中物理层信令码的第6个位元(b6)的位元值的详细技术手段，即为习知硬判决的详细步骤，故于此不再多加冗述。如前面所述，列索引值所对应的元素容易受到初始相位偏差θ的影响，故初始相位偏差θ对于接收装置是否能够正确地解码出当前帧头信号中物理层信令码的第6个位元(b6)的位元值具有较大的影响力。另外一方面，藉由方程式(15)之教示，本
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中具有通常知识者应可理解到，接收装置所获得到向量偏差值Asof亦能够直接作为此相位补偿值，来对列索引值所对应的元素进行补偿，以快速且精确地解码出当前的帧头信号中的物理层信令码之7个位元的信息。因此，请参阅图6，图6是本发明另一实施例所提供的解码方法之流程示意图。图6中部分与图3、图5A相同之流程步骤以相同之图号标示，因此在此不再详述其细节。请同时参阅图3、图4、图5A与图6，可以发现相较于图4与图5A的流程步骤，图6的差异之处在于，图6中的步骤S303仅包括有步骤S601，且步骤S305包括有步骤S501～步骤S503与步骤S603。具体来说，在步骤S601中，接收装置会将帧起始序列的M1个符码的符码值调整至第一象限后，并且进行累加以计算出此向量偏差值作为相位补偿值。最后，在步骤S603中，接收装置则是使用此相位补偿值来对列索引值所对应的元素进行加减运算，并且藉此决定出物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值。详细来说，藉由方程式(15)可以发现，在步骤S601中，接收装置则是改以直接采用所计算出的向量偏差值Asof来作为此相位补偿值，因此将可省略掉在接收装置中进行方程式(16)的反正切函数运算，以致于能够降低解码运算的时间与运算量，并且提升其解码性能。同理可知，在步骤S603中，接收装置将势必要改以采用不同于方程式(17)的补偿及判决规则。为了更进一步说明关于步骤S603的技术手段，以下将分别详述步骤S603内的其中一种详细实现方式，其并非用以限制本发明。请参阅图7，图7是本发明另一实施例所提供的解码方法中决定出物理层信令码的第6个位元的位元值之流程示意图。图7中部分与图6相同之流程步骤以相同之图号标示，因此在此不再详述其细节。请同时参阅图6与图7，步骤S603中包括有步骤S701～步骤S707。首先，在步骤S701中，接收装置使用此相位补偿值来对列索引值所对应的元素分别进行加法运算以及减法运算，并且对加法及减法运算的结果取绝对值平方，藉此分别获得到第一度量值与第二度量值。接着，在步骤S703中，接收装置判断第一度量值是否大于第二度量值。在步骤S705中， 若第一度量值大于第二度量值时，则接收装置决定物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值为0。在步骤S707中，若第一度量值小于或等于第二度量值时，则接收装置决定物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值为1。详细来说，藉由方程式(8)之教示，本
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中具有通常知识者应可理解到，在理想情况下，若物理层信令码的第6个位元(b6)的位元值为0时，方程式(15)中所计算出的向量偏差值Asof应该与向量中的列索引值所对应的元素正好同向。反之，若物理层信令码的第6个位元(b6)的位元值为1时，方程式(15)中所计算出的向量偏差值Asof应该与向量中的列索引值所对应的元素正好反向。因此，根据以上内容之教示，在步骤S701～步骤S707中以决定出物理层信令码的第6个位元的位元值的判决规则即可简化表示为如下：|Asof+z(m^opt)|2>|Asof-z(m^opt)|2,iftrun:b6=0iffalse:b6=1]]>方程式(18)。综上所述，本发明实施例所提供的解码方法，可以有效地解决现有技术中第二代数位卫星广播系统的物理层信令码容易受相位偏差影响的问题。另外，在第二代数位卫星广播系统的物理层信令码的编码过程中，其编码方式有一定的特性规律。因此，本发明实施例所提供的解码方法和装置可以利用此编码方式中的特性规律作为已知信息，进而快速且精确地解码出当前帧头信号内的物理层信令码的7个位元信息，从而降低解码运算时间与运算量，并且提升其解码性能。为了更进一步说明关于解码方法的运作流程，本发明进一步提供其解码方法的一种实施方式。请参阅图8，图8是本发明实施例所提供的解码 装置之功能方块示意图。然而，下述的解码装置8仅是上述方法的其中一种实现方式，其并非用以限制本发明。所述的解码装置8用以解码出第二代数位卫星广播系统中的物理层信令码的7个位元。所述的解码装置8可以包括接收模块81、相偏估计模块83以及处理模块85。上述各组件可以是通过纯硬件电路来实现，或者是通过硬件电路搭配固件或软件来实现，总之，本发明并不限制解码装置8的具体实现方式。接收模块81用以接收具有M个符码的帧头信号。相偏估计模块83使用此M个符码中之帧起始序列的M1个符码进行相偏估计运算，以计算出相位补偿值。处理模块85则使用此相位补偿值与M个符码中之帧起始序列之后的M2个符码来决定出物理层信令码的7个位元。其中M、M1与M2皆为正整数，且M等于M1与M2之和。以下将使用图2A或图2B物理层信令码的编码方式的例子进行说明，但本发明并不限定于此。请同时参阅图2A、图2B、图3、图4与图5A，第二代数位卫星广播系统中的物理层信令码的7个位元b1～b7进行编码运算，并且经过加扰与调制后，以产生出总长度为64个符码的编码后物理层信令码。另外，详细的编码与解码步骤流程如前述实施例所述，于此不再多加冗述。若依照第二代数位卫星广播系统的规格制定标准来说，帧头信号的90个符码是经由26个固定符码的帧起始序列，以及此64个符码的编码后物理层信令码所组成，也就是说上述参数M将等于90，而M1等于26且M2等于64。首先，接收模块81用以接收来自第二代数位卫星广播系统传输的此帧头信号。相偏估计模块83会将帧起始序列的M1个符码的符码值调整至第一象限后进行累加运算，以获得到向量偏差值，并且使用反正切函数 来对此向量偏差值进行运算，藉此计算出对应此向量偏差值的相位偏差值作为相位补偿值。详细的步骤流程如前述实施例所述，故于此不再多加冗述。另外一方面，处理模块85对M2个符码进行解扰以产生出第一编码序列，并且使用阿达马解码算法来对第一编码序列进行运算，以获得到对应第一编码序列的1×M2的第一解码向量。接着，处理模块85对根据第一解码向量中的所有元素之绝对值平方最大者的列索引值来决定出物理层信令码的7个位元中的第1至第5与第7个位元的位元值。最后，处理模块85使用此相位补偿值来对列索引值所对应的元素进行相位补偿，并且藉此决定出物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值。详细的步骤流程如前述实施例所述，故于此不再多加冗述。进一步来说，处理模块85的目的乃在于，将计算出的相位偏差值来只对列索引值所对应的元素进行补偿，以进而快速且精确地解码出当前的帧头信号中的物理层信令码之7个位元的信息。另外一方面，如前面所述，处理模块85也可以是先依据所计算出的相位补偿值，来直接对所接收到的编码后物理层信令码进行补偿。因此在所有接收到的编码后物理层信令码都已抵销掉相位偏差值所带来的影响之后，处理模块85将可以使用习知的解码方法来解码出物理层信令码的7个位元信息。因此，请同时参阅图2A、图2B、图3、图4与图5B，处理模块85使用相位补偿值来对M2个符码进行相位补偿，并且对相位补偿后的M2个符码值进行解扰以产生出第一编码序列，以及使用阿达马解码算法来对阿达马解码算法来对应第一编码序列的1×M2的第一解码向量。接着，处理模块85根据第一解码向量中的所有元素之绝对值平方最大者的列索引值决定出物理层信令码的7个位元中的第1至第5与第7个位元的位元值。最后，处理模块85根据列索引值所对应元素的实部与虚部之和，来 决定出物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值。详细的步骤流程如前述实施例所述，故于此不再多加冗述。另外一方面，如前面所述，解码装置8也可以是直接改采用所计算出的向量偏差值来作为此相位补偿值，以进一步地省略掉在相偏估计模块83中进行的反正切函数运算，从而将可降低解码运算的时间与运算量，并且提升其解码性能。因此，请同时参阅图3、图5A、图6与图7可知，相偏估计模块83会将帧起始序列的M1个符码的符码值调整至第一象限后，并且进行累加以计算出此向量偏差值作为相位补偿值。详细的步骤流程如前述实施例所述，故于此不再多加冗述。另外一方面，处理模块85使用此相位补偿值来对列索引值所对应的元素分别进行加法运算以及减法运算，并且对加法及减法运算的结果取绝对值平方，藉此分别获得到第一度量值与第二度量值。接着，处理模块85判断第一度量值是否大于第二度量值。若第一度量值大于第二度量值时，则处理模块85决定物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值为0。反之，若第一度量值小于或等于第二度量值时，则处理模块85决定物理层信令码的7个位元中的第6个位元的位元值为1。综上所述，本发明实施例所提供的解码方法和装置，可以有效地解决现有技术中第二代数位卫星广播系统的物理层信令码容易受相位偏差影响的问题。另外，在第二代数位卫星广播系统的物理层信令码的编码过程中，其编码方式有一定的特性规律。因此，本发明实施例所提供的解码方法和装置可以利用此编码方式中的特性规律作为已知信息，进而快速且精确地解码出当前帧头信号内的物理层信令码的7个位元信息，从而降低解码运算时间与运算量，并且提升其解码性能。以上所述仅为本发明之实施例，其并非用以局限本发明之专利范围。【符号说明】b1～b7：物理层信令码G、G’：编码矩阵SOF：帧起始序列PL-Header：帧头信号Data：数据信号S301～S305、S401～S403、S501～S509、S601～S603、S701～S707：流程步骤8：解码装置81：接收模块83：相偏估计模块85：处理模块。当前第1页1 2 3