形成换能器控制器的方法及其电路与流程

本申请要求之前于2015年10月21日提交的名称为“METHOD OF FORMING A TRANSDUCER CONTROLLER AND CIRCUIT THEREFOR)”(形成换能器控制器的方法及其电路)的第62/244,391号临时申请的优先权，该临时申请案卷号为ONS02087，并且Kutej等人作为其共同发明人，此临时申请以引用方式并入本文。

技术领域

本发明总体上涉及电子器件，更具体地讲，涉及半导体、半导体结构以及形成半导体器件的方法。

背景技术：

过去，电子工业利用各种方法和电路来形成超声波换能器的控制器。在一些应用中，超声波换能器可能已经用作距离测量系统的一部分。距离测量系统可在车辆中用于检测距离，诸如为停车辅助应用提供距离测量。一些超声波换能器可具有窄频带，此窄频带可用于发送声信号和接收反射的声信号。这种频率可被称为换能器的谐振频率或换能器谐振频率。通常，换能器谐振频率可能受到各种环境条件的影响。例如，换能器谐振频率可取决于环境温度。另外，雨或冰可在换能器上形成，并且还可能影响换能器谐振频率。

因此，可能有利的是有一种可针对换能器12谐振频率变化进行调节的换能器控制器。

附图说明

图1示意性地示出了根据本发明的声学测量系统的一部分的实施例的例子，该声学测量系统具有压电换能器；

图2示意性地示出了根据本发明的图1换能器的简化等效电路模型的实施例的例子；并且

图3是示出一些信号的例子的实施例的曲线图，这些信号是由于根据本发明的图1控制器的操作形成的；

图4包括示出一些信号的实施例的非限制性例子的曲线图，这些信号在根据本发明的图1控制器的实施例的操作期间形成；

图5是示出一些信号的实施例的非限制性例子的曲线图，这些信号在根据本发明的图1控制器的实施例的操作期间形成；

图6是示出根据本发明的图5曲线图中一些部分的放大视图的实施例的非限制性例子的曲线图；

图7是示出根据本发明的图5曲线图中一些部分的放大视图的实施例的另一个非限制性例子的曲线图；

图8是示出根据本发明的相位误差与所计算比率(R)之间依存性的实施例的非限制性例子的曲线图；

图9示意性地示出了电路的实施例的例子的一部分，该电路可以是根据本发明的图1电路的一部分；

图10是示出可由根据本发明的图1控制器的实施例形成的一些信号的曲线图；

图11示意性地示出了换能器控制器的一部分的实施例的例子，该换能器控制器可以是根据本发明的图1控制器的至少一部分的替代实施例；

图12是示出一些信号的实施例的非限制性例子的曲线图，这些信号是根据本发明的图11控制器的操作所形成的；

图13是示出一些信号的实施例的非限制性例子的曲线图，这些信号是根据本发明的图11控制器的操作所形成的；

图14示意性地示出了驱动电路的实施例的一部分的例子，该驱动电路可以是根据本发明的图1或图11控制器的一部分的替代实施例；

图15示意性地示出了根据本发明的三端子换能器的实施例的一部分的例子；

图16是示出根据本发明的驱动时段的实施例期间一些信号的实施例的非限制性例子的曲线图；并且

图17示出了半导体器件的放大平面图，该半导体器件包括根据本发明的图1或图11控制器的实施例。

为使图示清晰简明，图中的元件未必按比例绘制，一些元件可能出于示意性说明目的而被夸大，而且除非另外规定，不同图中的相同参考标号指示相同的元件。此外，为使描述简单，可省略公知步骤和元件的描述和细节。如本文所用，载流元件或载流电极意指装置的载送通过装置的电流的元件，诸如MOS晶体管的源极或漏极或者双极型晶体管的发射极或集电极或者二极管的阴极或阳极，而控制元件或控制电极意指装置的控制通过装置的电流的元件，诸如MOS晶体管的栅极或者双极型晶体管的基极。另外，一个载流元件可载送沿一个方向通过装置的电流，诸如载送进入装置的电流，而第二载流元件可载送沿相反方向通过装置的电流，诸如载送离开装置的电流。尽管装置在本文中可以被描述为某些N沟道或P沟道装置或者某些N型或P型掺杂区，但本领域的普通技术人员将理解，根据本发明，互补装置也是可能的。本领域的普通技术人员理解，导电类型是指通过其发生传导的机制，诸如通过空穴或电子传导，因此，导电类型不是指掺杂浓度而是指掺杂类型，诸如P型或N型。本领域的技术人员应当理解，本文所用的与电路操作相关的词语“在…期间”、“在…同时”和“当…时”并不确切地指称某个动作在引发动作时立即发生，而是指在初始动作所引发的反应之间可能存在一些较小但合理的延迟，诸如各种传播延迟。另外，术语“在…同时”是指某个动作至少在引发动作持续时间的某部分之内发生。词语“大概”或“基本上”的使用意指元件的值具有预期接近陈述值或位置的参数。然而，如本领域所熟知的，始终存在妨碍值或位置确切地为陈述值或位置的微小偏差。本领域公认的是，最多达至少百分之十(10％)(并且对于包括半导体掺杂浓度的一些元件，最多至百分之二十(20％))的偏差是与确切如所述的理想目标相差的合理偏差。在关于信号状态使用时，术语“断言”意指信号的有效状态，而术语“否定”意指信号的无效状态。信号的实际电压值或逻辑状态(诸如“1”或“0”)取决于使用的是正逻辑还是负逻辑。因此，断言可以是高电压或高逻辑，或者低电压或低逻辑，具体取决于使用的是正逻辑还是负逻辑，而否定可以是低电压或低状态，或者高电压或高逻辑，具体取决于使用的是正逻辑还是负逻辑。在本文中，使用正逻辑约定，但本领域的技术人员理解，也可以使用负逻辑约定。权利要求书和/或具体实施方式中的术语“第一”、“第二”、“第三”等(如用在元件名称的一部分中)用于区分类似元件，并且不一定描述时间上、空间上、等级上或任何其他方式的顺序。应当理解，如此使用的术语在适当情况下可互换，并且本文所述的实施例能够以除本文所述或例示外的其他顺序来操作。提到“一个实施例”或“实施例”，意味着结合该实施例描述的特定的特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在本说明书通篇内的不同位置出现的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”，不一定都指同一个实施例，但在某些情况下，有可能指同一个实施例。此外，如本领域的普通技术人员所清楚的，在一个或多个实施例中，特定特征、结构或特性可以任何合适的方式组合。为了附图清楚显示，器件结构的掺杂区域被示出为具有大致直线的边缘和精确角度的拐角。然而，本领域的技术人员理解，由于掺杂物的扩散和激活，掺杂区域的边缘通常可不为直线并且拐角可不为精确角度。

另外，本说明书示出了一种蜂窝式设计来代替单体设计，在该蜂窝式设计中，体区是多个蜂窝区，在单体设计中，体区由以细长图案(通常以蜿蜒图案)形成的单个区域构成。然而，本说明书旨在应用于蜂窝式实现方式和单个基底实现方式两者。

下文将适当举例说明并描述的实施例可缺少本文未具体公开的任何元件，并且/或者可在缺少本文未具体公开的任何元件的情况下实施。

具体实施方式

图1示意性地示出了声学测量系统10的一部分的实施例的例子，该声学测量系统具有压电换能器(Pz)或声学换能器或换能器12。换能器12的实施例可具有信号端子17和第二端子18。在换能器12的一个实施例中，端子17可被配置为接收驱动信号以激发换能器12振动，并且还可被配置为形成代表反射或混响的信号。在一些实施例中，端子18可连接到公共参考电压，或另选地可连接到接收器以帮助形成来自换能器12的信号。系统10被示为使用双端子换能器。如将在下文进一步了解的，也可以使用其他类型的换能器，诸如三端子换能器。另外，系统10有时被称为无变压器系统，因为没有使用变压器来将换能器12耦接到控制器或驱动器电路。

图2示意性地示出了换能器12的简化等效电路模型的实施例的例子。在一些应用中，换能器12可以被建模为串联谐振网络，其具有与电感器14串联连接并且与电阻器13串联连接的电容器15，所有这些器件都与寄生电容器(Cp)16并联连接。

返回图1，系统10还包括换能器控制器20，该换能器控制器可被配置为形成驱动信号45，该驱动信号具有响应于换能器12的谐振频率(包括换能器12的谐振频率的变化)形成的频率和/或相位。如本文所用，短语“谐振频率”意指换能器12的谐振频率，包括换能器12的谐振频率的变化。

控制器20被配置为接收电力以使电压输入端21与公共回线22之间的控制器20工作。在一些实施例中，回线22可连接到公共电压(例如接地参考电压)或可连接到不同电压。系统10可以具有这样的实施例，其中换能器12的端子18可连接到回线22。控制器20具有输入端子23/输出端子24，在一个实施例中，所述输入端子和输出端子可被配置为接收来自换能器12的信号。控制器20的接收器电路或RX或RX电路28可被配置为接收来自换能器12的信号。端子23和24，或者另选地端子23的实施例还可被配置为将驱动信号提供给换能器12。控制器20的Tx驱动器电路或Tx或Tx电路或驱动电路41可被配置为形成驱动信号45以驱动或激发换能器12。在一些实施例中，可省略端子24。控制器20的控制电路32可被配置为接收来自电路28的信号(例如信号33)，并且提供信号(例如信号36至37)以控制信号45和/或电路41的一些操作。在一些实施例中，电路32可被形成为包括非暂态计算机可读介质，例如只读存储器或其他结构，形成下文中进一步描述的方法的程序可存储在该计算机可读介质中。

控制器20的一实施例可被配置为控制换能器12形成测量周期，以便测量距离。控制器20可具有这样的实施例，其可被配置为使测量周期形成为包括驱动阶段或发送阶段以及随后的距离测量阶段，距离测量阶段可包括接收代表反射声信号或回波的信号，该信号可用来测量距离。回波是从发送阶段形成的已发送声信号接收到的回波。在一些实施例中，控制器20还可包括使测量周期形成为在发送阶段之后且在距离测量阶段之前包括主动阻尼阶段。

发送阶段可包括用具有一个或多个周期的驱动信号45来驱动换能器12，以激发换能器12，从而形成用来测量距离的被发送声信号。驱动信号45的值可在周期期间变化。驱动信号45的周期可包括形成被发送声信号的第一时段或驱动时段。如将在下文进一步了解的，控制器20的一实施例可被配置为确定谐振频率与信号45的频率之间存在差异，以及响应于此差异来改变信号45的频率。谐振频率与信号45的频率之间存在的差异在本文中被称为“频率差值”。另外，如本文所用，用来发送用于测量距离的声信号的信号45的频率(包括该频率的任何变化)被称为“驱动频率”。确定频率差值并且将驱动频率调节成基本上等于谐振频率，这样做便于配置控制器20以改进测量的灵敏度和准确度，并且在一些实施例中，可增大可检测到对象的距离。

图3是示出一些信号的例子的实施例的曲线图，这些信号是由于作为用于测量距离的发送阶段的一部分，控制器20驱动换能器12而形成的。图3的曲线示出了控制换能器12的方法的实施例的例子的一些情况的非限制性示例实施例，其中该方法可由控制器20执行。曲线51示出了开关46的状态，曲线52示出了开关47的状态。曲线53示出了跨换能器12两端形成的电压25。曲线54示出了在换能器12内流动的环流。此描述参考了图1和图3。

在控制换能器12的方法的一个示例实施例中，控制器20可被配置为使驱动信号45形成为具有驱动频率和图3中标记为“Tx时段”的对应驱动时段55。驱动时段55包括标记为“1/2Tx时段”的两个半时段49和50。在一实施例中，控制器20可被配置为在驱动时段55的一个半时段期间以一个极性施加信号45，并且在驱动时段55的后继半时段期间以相反极性施加信号45。控制器20的一实施例可被配置为形成控制换能器12的方法，该方法包括形成信号45以驱动换能器12产生供发送阶段用来测量距离的被发送声波。信号45可在换能器12内感应出环流，此环流可在换能器12的端子17与18之间形成混响信号。混响信号的频率和相位取决于换能器12的振荡相位和频率，例如由可认为是在换能器12的谐振电路内部循环的环流引起的振荡。换能器12中的环流可形成端子17与18之间的电压。在一实施例中，由此环流形成的电压可以是换能器12的环流的积分。因此，混响信号可以是电压或电流。混响信号可由控制器20接收，控制器20可被配置为检测频率差值。例如，电路28可接收作为电压的混响信号，并且电路32可被配置为检测频率差值。在其他实施例中，控制器20可被配置为使用代表电流的信号。混响信号的相位和频率可代表谐振频率的相位和频率。

控制器20的一实施例可被配置为施加信号45，使其持续信号45的半时段的一部分或一定百分比，例如半时段49或50中的一个或多个。控制器20可包括这样的实施例，其可被配置为检测该半时段剩余部分的至少一部分中的频率差值。在第一半时段(例如半时段49)期间，开关46可被启用或闭合，而开关47可被断开或禁用，以在此半时段的一部分或一定百分比期间将信号45施加到换能器12。例如，在曲线52中标记为“驱动”的部分期间。在同一半时段的另一部分或另一百分比或者另选地该半时段的剩余部分期间，可控制电路41以不驱动换能器12。例如，在曲线53中标记为“HiZ”的部分。在一些实施例中，电路41的输出可被置于高阻抗状态。例如，开关46和47两者可被断开或禁用，并且控制器20可在端子23和24上或者另选地这两者之间形成高输出阻抗。在一些实施例中，高阻抗可以是超过一兆欧的值。在本文中，可将电路41的输出并未驱动换能器12且控制器20具有高阻抗的驱动半时段该部分称为“HiZ间隔”。一实施例可包括，控制器20还可被配置为在信号45的其他位置处形成HiZ间隔。例如，控制器20可被配置为在驱动时段内仅形成一次HiZ间隔，或可被配置为在半时段内的其他位置处形成HiZ间隔，例如在半时段大概开始时，或者另选地在半时段中间附近或驱动时段中间时，而不在半时段结束时。控制器20可被配置为在HiZ间隔的至少一部分内监测由换能器12的混响或谐振振荡形成的混响信号，并且控制器20或者另选地电路32可被配置为检测频率差值。在第二驱动半时段(例如半时段50)期间，开关47(图1)可被启用或闭合，而开关46可被断开或禁用，以在第二驱动半时段的一部分或一定百分比期间以相反极性将信号45施加到换能器12。在同一第二驱动半时段的另一部分或者另选地第二驱动半时段的剩余部分期间，电路41可再次被置于不驱动换能器12以形成HiZ间隔的状态，或者另选地置于高阻抗状态，并且控制器20或者另选地电路32可再次确定频率差值。在一些实施例中，控制器20或者另选地电路32可被配置为检测半时段49或50中仅一者的频率差值。控制器20可被配置为从第一半时段期间接收到的混响信号检测频率差值，并且随后将驱动频率调节成更接近谐振频率，和/或从第二半时段期间接收到的混响信号检测频率差值，并且随后将驱动频率调节成更接近谐振频率。

控制器20可被配置为在完成测量周期的发送阶段之前重复驱动时段55，使其持续一定数量的周期。本领域的技术人员将理解，在一些实施例中，在换能器12已存储足够能量来混响之前，因此在开始形成一系列驱动时段55之前，可能需要在较少数量的周期内驱动换能器12。

图4包括示出对于谐振频率的示例实施例的不同驱动信号频率，信号45的相位和混响信号的相位的实施例的非限制性例子的曲线图。曲线56示出了信号25，曲线57示出了换能器12中的环流。横坐标表示时间，纵坐标表示所示信号的增加值。横坐标被归一化，使得周期的时间间隔被示出为100％时段。

图4A中的曲线图示出了驱动频率基本上等于谐振频率的例子。如图所示，两个信号之间的相移基本上为零。

图4B中的曲线图示出了驱动频率大于谐振频率的例子。因为驱动频率大于谐振频率，所以环流滞后于信号45。这被称作正相移或正相位误差，因为电流信号在信号45之后发生。所示的例子显示了大约四十度(40°)的正相位误差。

图4C中的曲线图示出了驱动频率低于谐振频率的例子。因为驱动频率低于谐振频率，所以电流信号领先于信号45，导致负相移或负相位误差。图4C中所示的例子显示了大约四十度(-40°)的负相位误差。

在实施例中，控制器20可被配置为估计环流与信号45之间的相位差，由此估计相位误差。控制器20可被配置为随后使用该相位误差来估计在哪个方向(增大或减小)调节驱动频率来使其更接近谐振频率。一实施例可包括，控制器20可被配置为将驱动频率调节成基本上等于谐振频率或者另选地更接近谐振频率。在一些实施例中，将驱动频率调节成基本上等于谐振频率可能需要花费超过一个周期55。

一实施例可包括，控制器20可被配置为在信号45的每个半时段内计算或确定或估计信号45与环流之间的相位误差，或可被配置为仅在一些驱动时段或者另选地信号45的一些半时段内计算或确定或估计相位误差。控制器20或者另选地电路32可具有这样的实施例，其可被配置为在HiZ间隔的至少一部分内接收换能器12的混响信号。电路32的一实施例还可被配置为在一个或多个HiZ间隔的至少一部分内计算或确定或估计相位误差。

图5是示出在控制器20的实施例的操作期间形成的一些信号的非限制性例子的曲线图。曲线75至77示出了对于信号45的三(3)个不同频率的电压25，并且标识出了每个频率的对应相位误差。曲线75示出了信号45的具有基本上匹配谐振频率的驱动频率的实施例。曲线76和77示出了信号45的具有分别高于或低于谐振频率的驱动频率的实施例。横坐标表示时间，纵坐标表示所示信号的增加值。本领域的技术人员将理解，对于驱动时段或半时段中的控制器20正驱动换能器12的部分，电压25代表驱动信号45，并且对于驱动时段或半时段中的HiZ间隔或部分，电压25代表混响信号。在曲线75至77中，用虚线圆以通用方式标识出HiZ间隔。

图6是示出图5的某个部分的放大视图实施例的非限制性例子的曲线图，该部分用图5中的一个虚线圆突出显示。检测频率差值和/或估计相位误差的方法的一个示例实施例可以是测量或估计代表信号45与换能器12内环流之间的相位误差的混响信号的曲率。除了这两个频率之间的差值大小之外，相位误差可用来检测频率差值。此描述参考了图5至图7。

检测频率差值的方法可包括例如在HiZ间隔的一部分期间估计混响信号的曲率。在一实施例中，该方法还可用来估计相位误差。例如，测量混响信号在HiZ间隔内的不同点处的值。不同点之间的时间间隔和信号振幅可用来确定或估计或计算相位误差。控制器20可被配置为计算信号波形形状，该信号波形形状可表明驱动频率与谐振频率之间的相位误差。例如，信号45与环流之间的相位误差。

在一示例实施例中，控制器20可被配置为计算或估计混响电压(例如电压25)波形的一部分的形状，并且使用所估计的形状来估计相位误差。控制器20可被配置为确定混响信号在HiZ间隔的不同时间点处的值之间的比率(R)。在一个示例实施例中，可使用三个不同点。该方法可包括测量第一点作为在控制器20的输出转到高阻抗状态的时刻处或该时刻附近的混响信号值，并且随后测量HiZ间隔期间的两个附加点处的混响信号值。例如，第一时间点或起始时间点可由时刻TI示出，在该时刻信号的值可以是值M0。两个附加点的实施例的例子在图6中示为时刻T1处的值M1和不同时间点(例如时刻T2)处的信号值，如值M2。对于信号的每个实施例，用箭头以通用方式示出值M1和M2。对于曲线75至77中的每一者，M0的值基本上相似，因为它们在起始点TI处或该点附近发生。对于每条曲线75至77，M1和M2的值不相同，因为每条曲线代表不同的相位误差，因此在点T1和T2处具有曲线的不同部分。在一个示例实施例中，可在HiZ间隔中间或大概附近测量这两个附加点中的第一点，并且可在在HiZ间隔结束时或大概附近或至少在此之前测量这两个附加点中的第二点。一实施例可包括测量均匀散布在HiZ间隔上、介于第一测量点与HiZ间隔结束处的大概附近或HiZ间隔大概结束处之间的两个附加点。信号在所述三个点处的振幅被示为对应的振幅M0-M2。测量值之间的比率(R)可计算如下：

R＝ABS(V2/V1)。

在一实施例中，比率R还可计算为，

R＝ABS[(M2-M0)/(M1-M0)]

其中，

ABS＝绝对值，

V1＝M1-M0，

V2＝M2-M0，

M0＝起始点TI处的振幅，并且

M1,M2＝对应点T1、T2处的振幅。

比率R可用t作指示所测混响信号曲率的指标。在一个实施例中，值M0-M1可代表一段时间间隔内值的变化，而值M0-M2可代表不同时间间隔内值的变化，因此它们两者之间的比率可代表被测信号波形的曲率。曲率可以指示相位误差的幅值，并且相位误差的符号可以指示相位误差的方向(正或负)，诸如由图6的图例中的符号指示的方向。例如，如果测量值指示信号值沿正向变化，则相位误差可以是负的并且可能需要增大驱动频率，或者如果信号值沿负向变化，则相位误差可以是正的并且可能需要减小驱动频率，或者如果信号值接近于零，则相位误差可以基本上为零并且可能需要将驱动频率保持为基本上恒定。

可能存在这样的实施例，其中可能存在R的优选值。比率(R)的优选值通常是通过理论计算的。该计算可取决于电压(M0-M2)的精确时间、测量点(TI-T2)的位置、以及作为完整驱动时段的一部分的HiZ间隔的持续时间。在一些实施例中，比率(R)的值可用来估计相位误差。

在一个示例实施例中，图6的三个测量点的所示示例实施例的比率(R)的理论计算优选值大概为1.618。如果由控制器20确定的R值大于1.618，则相位误差可以是正的并且可能需要减小驱动频率。相反，如果由控制器20确定的值低于1.618，则相位误差可以是负的并且可能需要增大驱动频率。在一些实施例中，比率(R)偏离理论值的量可以指示相位误差的幅值，并且还可以指示驱动频率与谐振频率之间的差值。因此，该比值可指示驱动频率需要变化的量和变化的方向(增大还是减小)。在一些实施例中，减小驱动频率可包括稍微延迟信号45的下一半周期，增大频率可包括减少下一半周期的宽度或时间。

图7是示出图5的某个部分的放大视图实施例的另一个非限制性例子的曲线图，该部分用图5中的一个虚线圆突出显示。可通过测量HiZ间隔的多个点处的信号值来估计信号波形的相移和/或曲率。例如，图7示出使用HiZ间隔期间的五(5)个不同点的方法。在一个示例实施例中，可根据五(5)个测量点的值来确定信号的曲率。

该方法可包括测量驱动器的输出转到高阻抗状态的时刻处或该时刻附近(例如HiZ间隔开始处或其附近)的混响信号值，并且随后测量HiZ间隔期间的四个附加的其他点处的混响信号值。确定相位误差的方法的一示例实施例可包括对HiZ间隔期间的五个不同时间点处的混响信号进行采样。

该方法可包括测量在驱动器的输出转到HiZ状态的时刻处或该时刻附近的第一点作为混响信号值，并且随后测量HiZ间隔期间的四个附加点处的混响信号值。例如，第一时间点或起始时间点可由时刻TI示出，在该时刻信号的值可以是值M0。一实施例可包括测量均匀散布在HiZ间隔上、介于第一测量点与HiZ间隔结束处的大概附近或HiZ间隔结束处之间的四个附加点。五个点(T0-T4)处信号的振幅被示出为相应的振幅M0-M4。四个附加点的实施例的例子在图7中示出指示为时刻T1处的值M1、时刻T2处的值M2、时刻T3处的值M3和时刻T4处的值M4。通过箭头以通用方式示出值M1-M4。测量值之间的比率(R)可计算如下：

R＝ABS[(V4+V3)/(V2+V1)]。

在一实施例中，比率R还可计算为：

R＝ABS[(M4+M3–2*M0)/(M2+M1–2*M0)]

其中，

ABS＝...的绝对值，

V1＝M1-M0，

V2＝M2-M0，

V3＝M3-M0，

V4＝M4-M0，

M0＝起始点处的振幅，并且

M1,M2,M3,M4＝相应点T1、T2、T3、T4处的振幅。

据信，在一些实施例中，测量HiZ间隔期间的四个或更多点处的信号的振幅可对信号的相位误差和/或曲率提供更精确的计算。使用四个或更多点还可协助测量换能器12的其他参数，诸如例如换能器12的并联电容或串联阻抗。

控制器20可被配置为形成用于检测频率差值的方法。该方法的实施例可包括在驱动阶段期间以固定的发送频率驱动换能器12，持续第一数量的驱动时段，以在换能器12内形成环流，并且无需检测频率差值。在一些实施例中，该方法可包括，对于第一数量的驱动时段来说，可将信号45施加持续整个驱动半时段或任选地仅施加持续驱动半时段的部分，而其他部分是HiZ间隔。在一些实施例中，该方法可包括，第一数量可在大概三至五(3-5)个或大概两至五个或更多(2-5+)周期范围内。

在第一数量的驱动时段后，控制器20可被配置为使该方法形成为：控制信号45以包括HiZ间隔、检测频率差值或者估计相位误差，以及将驱动频率调节成基本上等于混响频率。在驱动半时段的一部分期间，信号45可驱动换能器12以形成发送的声信号，并且在HiZ间隔期间，控制器20可被配置为确定或估计相位误差，或者可被配置为估计信号波形的曲率。控制器20可包括一个实施例，该实施例被配置为调节下一个驱动信号的频率，以减少相位误差或者使相位误差基本上形成为零。一实施例可包括，控制器20可被配置为将下一个驱动信号的频率调节成大概等于谐振频率。控制器20可具有一实施例，该实施例被配置为例如在一个HiZ间隔期间以一个阶跃调节驱动频率以减少相位误差，或者在多个驱动信号时段或半时段期间以更小阶跃调节驱动频率。在一些实施例中，控制器20可被配置为使驱动频率的第一调节形成为较大百分比的频率差值，并且将更小的驱动频率变化用于信号45的后续周期。

图8是示出相位误差与所计算比率(R)之间依存性的实施例的非限制性例子的曲线图。比率R可用于指示所测混响信号的曲率或者用于指示相位误差。可能存在这样的实施例，其中存在R的优选值。比率(R)的优选值通常是通过理论计算的。该计算可取决于电压测量点(M0至M4)的精确时间和作为完整驱动时段或半时段的一部分的HiZ间隔的持续时间。

在一个示例实施例中，诸如关于图8描述的示例实施例，比率(R)的理论计算的优选值大概为1.963。如果通过控制器20测量或确定的R值大于1.963，则可能需要减小驱动频率。相反，如果通过控制器20测量或确定的值低于1.963，则可能需要增大驱动频率。图7的例子的比率(R)的理论计算的优选值可不同于针对图6的示例实施例计算的理论计算的优选值，因为理论计算的优选值取决于点数、所述点之间的距离、点的位置，并且在一些实施例中，取决于所用的公式。

图9示意性地示出了可用于在HiZ间隔期间测量混响信号以检测频率差值或者确定混响信号曲率或者估计或确定相位误差的电路80的实施例的非限制性例子。电路80还可被配置为将驱动频率调节成基本上等于混响频率或者更接近混响频率。电路80可包括接收器或Rec或接收器电路81、模数转换电路(ADC)82和控制电路83。在一些实施例中，电路81可包括电路28或其一部分(诸如输入放大器29)，并且可用于在HiZ间隔期间接收混响信号并形成代表混响信号的信号。电路81可具有一实施例，该实施例包括衰减器，以将接收到或放大的信号调节至有用的值。在一些实施例中，可省略衰减器。

在一些实施例中，电路83可包括数字信号处理器和其他处理器或电路。电路83可具有可包括电路82的实施例。电路83可被配置为确定参数(诸如HiZ时间间隔、混响信号在测量点处的振幅)，可被配置为形成信号45以形成HiZ间隔，并且可被配置为通过算法处理信息以检测频率差值和/或确定相位误差，将驱动频率基本上调节成谐振频率和/或估计混响信号的曲率。在一实施例中，电路80可以是电路32(图1)的一部分。

在一个实施例中，电路32(图1)和或电路80可被配置为形成一种方法，以确定形成测量点中信息的混响信号的曲率，确定混响信号的点的比率，并将驱动频率基本上调节成谐振频率。例如，一实施例可包括：电路32(图1)或电路80可被配置为对接收到的混响信号积分和/或从测量点进行内插，以确定环流的振幅、频率和相位误差。

本领域的技术人员将理解，测量HiZ间隔的各个点处的接收信号值并确定比率(R)的方法仅仅是一种工具，以解释用于估计信号的相位误差或曲率并且确定如何改变驱动频率的一种示例方法。本领域的技术人员将理解，还可使用其他方法。例如，控制器可被配置为对HiZ间隔开始与越过阈值的信号之间的时间间隔进行统计。信号越过阈值所用的时间量指示相位误差。长时间间隔可指示大的负相位误差，而短时间间隔可指示正相位误差。

图10是示出通过使用控制器20的实施例并应用方法的实施例来调节换能器12的实施例的驱动频率所得到的一些结果的实施例的非限制性例子的曲线图。曲线120示出电压25的例子，曲线121示出换能器12内环流的例子，并且曲线122示出驱动频率。对于该示例实施例来说，驱动频率开始于五十二(52)kHz附近，并且实际的换能器谐振频率是大概五十(50)kHz。如曲线122所示，该方法调节多个驱动时段上的驱动频率，以达到大概等于谐振频率的驱动频率。

图11示意性地示出了换能器控制器60的一部分的实施例的非限制性例子，该换能器控制器可具有作为控制器20的替代实施例的实施例。控制器60的一实施例可与控制器20基本上相同，不同的是控制器60具有可作为电路41的替代实施例的驱动电路66。控制器60可被配置为确定相位误差，并且自适应地形成驱动信号68，该驱动信号具有响应于谐振频率而形成的频率和/或相位。控制器60可被配置为形成驱动信号68，该驱动信号具有三(3)个值或状态而非针对控制器20(图1)的驱动信号45所描述的两(2)个值或状态。驱动电路66包括开关46、47和67，以形成信号68的三(3)个值。

图12是示出由驱动换能器12并将信号68的频率调节成基本上等于或接近谐振频率的控制器60形成的一些信号的实施例的非限制性例子的曲线图。曲线69示出了开关46的状态，曲线70示出了开关47的状态。曲线71示出了开关67的状态。曲线72示出了电压25。横坐标表示时间，纵坐标表示所示信号的增加值。此描述参考了图12至图13。

控制器60的操作基本上与控制器20相同，不同的是对于驱动半时段的一部分来说，控制器60可被配置为在驱动半时段的一部分内启用开关67，以使信号68形成为具有大概回线22的值的值。例如，控制器60可被配置为在半时段开始时或者在驱动半时段结束时或者在驱动半时段期间的任何时刻处启用开关67并禁用开关46-47。对于驱动半时段的另一部分来说，控制器60可被配置为禁用开关67并启用开关46或47中的一者，以用电压驱动换能器12，持续驱动半时段的一部分或一定百分比。在驱动半时段的该部分或该百分比期满之后，控制器60可被配置为禁用所有开关46、47和67并形成HiZ间隔，并且确定相位误差，如在图5至图11的控制器20的描述中所解释的那样。

参见图5至图11的描述中所解释的曲线图和操作，本领域的技术人员将理解，控制器60将形成电压25的类似信号，不同的是控制器60将添加电压25的零值，如图12的曲线75-77所示。

图13是示出由驱动换能器12并将信号68的频率调节成基本上等于或接近谐振频率的控制器60形成的一些信号的实施例的非限制性例子的曲线图，其中HiZ间隔在开关67闭合或启用某一时间间隔之后立即形成。曲线125示出了开关46的状态，曲线126示出了开关47的状态。曲线127示出了开关67的状态。曲线128示出了电压25。横坐标表示时间，纵坐标表示所示信号的增加值。此描述参考了图11至图13。

在一实施例的例子中，控制器60可被配置为在半时段的开始部分或者在驱动半时段结束时启用开关46并禁用开关47和67，以使用第一值驱动换能器12，并且随后在半周期的后续部分内启用开关47并禁用开关46和67，以使用第一值驱动换能器12。控制器60可被配置为随后在驱动半时段的另一部分内启用开关67并禁用开关46-47，以使信号68形成为具有大致回线22的值的值。控制器60可具有一实施例，该实施例被配置为继闭合开关67之后接着形成HiZ间隔，并在HiZ间隔的一部分内确定相位误差或者检测频率差值(如图5至图11中控制器20的描述中所解释的那样)。

参见图5至图11的描述中所解释的曲线图和操作，本领域的技术人员将理解，控制器60将在HiZ间隔期间形成电压25的类似信号，不同的是控制器60将电压25的零值添加到曲线75-77，如图13的曲线128所示。

图14示意性地示出了可作为驱动电路41和/或66的替代实施例的驱动电路90的实施例的一部分的例子的实施例的非限制性例子。电路90包括晶体管91和93，该晶体管以图腾柱或串联连接来连接在一起。驱动电路还包括晶体管94、晶体管95和晶体管92。晶体管91-92是P沟道晶体管，并且晶体管93-95是N沟道晶体管。晶体管91具有连接用于接收DC电压的源极和共同连接到晶体管93的漏极、晶体管92的源极和可选的泵电容器97的第一端子的漏极。晶体管93的源极连接到回线22，该回线还连接到晶体管94的漏极。晶体管94的源极共同连接到晶体管95的源极和可选电容器97的第二端子。晶体管92的漏极共同连接到晶体管95的漏极和端子23。

电路90可具有一实施例，该实施例包括可包括电容器97的负电荷泵。电荷泵可被配置为生成负电压(-Vi)，该负电压可具有可大致等于输入21上的电压但具有相反符号(例如负号)的幅值。电路90的这种实施例可以是图11的电路66的替代实施例，因为驱动至大致零值或者回线22的值是可能的。

电路90的一实施例可包括：如果晶体管91、92和94被导通或启用(所有其他晶体管截止或禁用)，则电路90可类似于开关46(图11)被启用或闭合那样工作，并且电容器97被充电至大致输入21的值。如果晶体管93和95被导通或启用(所有其他晶体管截止或禁用)并且电容器97被充电至输入21的值，则电路90可类似于启用或闭合开关47那样工作，其中输出电压接近输入21的值的负值。电路90可包括一实施例，除了作为驱动器电路之外，该实施例可类似于负电荷泵工作。

如果晶体管91和94被导通或启用(所有其他晶体管截止)，则电容器97被充电至大致输入21上的值，并且电路90的输出呈高阻抗状态(HiZ)。

电路可具有其他实施例。例如，如果晶体管91和92被导通或启用(所有其他晶体管截止或禁用)，则电路90可类似于闭合或启用的开关46(图11)那样工作，而不对电容器97充电。另外，如果晶体管94和92被导通或启用(所有其他晶体管截止或禁用)，则电容器97被充电，电路90可类似于闭合或启用的开关46(图11)那样工作。如果所有晶体管截止，则电路90的输出呈高阻抗状态(HiZ)。

图15示意性地示出了三端子换能器100的实施例的一部分的非限制性例子。换能器100可包括端子17，可将驱动信号施加到该端子以驱动换能器100，并且还可包括感测端子101，该感测端子可用于感测或监测换能器100内的环流。

图16是具有曲线的曲线图，曲线示出了一些信号的实施例的非限制性例子，这些信号在施加到换能器100的信号45的驱动时段的实施例期间发生。换能器100可包括感测端子101，该感测端子提供用于感测环流的感测信号。在一些实施例中，在换能器100内，信号45与感测信号之间可存在耦合。因此，在一些实施例中，控制器20可被配置为不使用感测信号中在信号45边缘附近出现的值。例如，控制器20可被配置为消隐或屏蔽感测信号中在信号45边缘附近出现的值。例如，在一定百分比的转变(例如大概每次转变附近的时段的百分之五至十(5％-10％))内，感测信号可在半时段的若干部分内被忽略或被消隐。控制器20的一实施例可被配置为在半时段的远离转变的部分期间形成HiZ间隔，并且在HiZ间隔期间确定相位误差。

在控制换能器100的另一个示例实施例中，控制器20或60的一实施例可被配置为形成信号45或68，持续基本上整个驱动半时段或持续基本上整个驱动时段，并且不形成HiZ间隔。控制器20或60可被配置为在驱动半时段或驱动时段55内接收或监测感测信号，并在信号45或68的转变附近或期间消隐或屏蔽感测信号。控制器20或60还可被配置为检测频率差值或者根据感测信号确定相位误差。

一实施例可包括：控制器20或60可被配置为使用感测信号在驱动信号期间感测环流，该驱动信号用于在发送阶段期间形成发送的声信号并且/或者在主动阻尼阶段期间感测环流。

图17示出了形成于半导体管芯133上的半导体器件或集成电路132的实施例的一部分的放大平面图。在一实施例中，控制器20或60中的任一者可形成于管芯133上。管芯133还可包括为了附图简单而在图17中未示出的其他电路。可通过本领域的技术人员公知的半导体制造技术将控制器和器件或集成电路132形成于管芯133上。

根据所有前述内容，本领域的技术人员将理解，形成换能器控制器的方法的实施例可包括：

将换能器控制器(例如控制器20或60)配置为在第一频率下形成驱动信号(例如信号45或68)，该第一频率构成驱动时段和驱动半时段；

将换能器控制器配置为在驱动半时段的第一部分内使用驱动信号驱动换能器；

将换能器控制器配置为在驱动半时段的第二部分内感测由换能器形成的混响电压；

将换能器控制器配置为测量混响电压的部分并估计第一频率与换能器的谐振频率之间的相位误差；以及

将换能器控制器配置为将第一频率调节至降低相位误差的第二频率。

该方法的另一个实施例可包括将换能器控制器配置为在第一数量的后续驱动时段内将第一频率递增地调节至第二频率。

该方法可具有一实施例，该实施例可包括将换能器控制器配置为计算电压波形的曲率并根据该曲率估计相位误差。

一实施例可包括将换能器控制器配置为将第一频率调节至基本上等于换能器的谐振频率的第二频率。

另一个实施例可包括将换能器控制器配置为形成驱动信号，以仅在驱动半时段的第一部分内驱动换能器。

该方法具有一实施例，该实施例可包括将换能器控制器配置为在第二半时段期间形成HiZ间隔并在该HiZ间隔期间感测混响电压。

一实施例可包括将换能器控制器配置为在第二半时段期间测量一个或多个时间间隔处的混响值，并确定所述一个或多个值的比率。

一实施例可包括将该比率与理论计算值相比较并确定该比率与理论计算值之间的差值，并且使用该差值来确定将第一频率调节至何种程度。

该方法的一实施例可包括将换能器控制器配置为形成在半时段的第三部分内具有基本上零值的驱动信号，其中第三部分形成于第一部分之后并形成于第二部分之前或第二部分之后。

本领域的技术人员将理解，形成换能器控制器的方法的实施例可包括：

将换能器控制器配置为在第一频率下形成驱动信号，该第一频率构成驱动时段和驱动半时段；

将换能器控制器配置为在驱动半时段的第一部分内使用驱动信号驱动换能器；

将换能器控制器配置为在驱动半时段的第二部分中感测混响信号，该混响信号响应于驱动信号由换能器形成；

将换能器控制器配置为确定第一频率与混响信号的频率之间的相位误差；以及

将换能器控制器配置为将第一频率调节至降低相位误差的第二频率。

该方法的一实施例可包括将换能器控制器形成为包括其中存储有程序的非暂态计算机可读介质。

另一个实施例可包括将换能器控制器形成为根据该程序来操作。

一实施例可包括将换能器控制器配置为形成驱动信号的紧接着的第二时段，其中所述第二时段具有第二持续时间。

在一实施例中，该方法可包括将换能器控制器配置为在驱动半时段的第二部分期间测量多个时刻处的混响信号值。

该方法的一实施例可包括将换能器控制器配置为形成这些值中的两个或更多个的比率，并将该比率与理论比值相比较。

另一个实施例可包括将换能器控制器配置为确定混响信号值基本上越过阈值的时间，并将该时间与理论确定时间相比较。

一实施例可包括将换能器控制器配置为在驱动半时段的第二部分期间将换能器控制器的输出置于高阻抗状态，并在该高阻抗状态期间感测混响电压。

本领域的技术人员将理解，形成换能器控制器的方法的实施例可包括：

将换能器控制器配置为在第一频率下形成驱动信号，该第一频率构成驱动时段和驱动半时段；

将换能器控制器配置为在驱动半时段的至少第一部分内使用驱动信号驱动换能器；

将换能器控制器配置为在驱动半时段的第二部分中感测混响信号，该混响信号响应于驱动信号由换能器形成，其中换能器控制器被配置为响应于驱动信号的转变来忽略混响信号；

将换能器控制器配置为确定第一频率与混响信号的频率之间的相位误差；以及

将换能器控制器配置为将第一频率调节至比第一频率更接近换能器混响频率的第二频率。

该方法的一实施例可包括将换能器控制器配置为大致在驱动信号的转变处屏蔽混响信号。

另一个实施例可包括将第二频率形成为基本上等于混响频率。

鉴于上述全部内容，显然公开了一种新颖的器件和方法。除了其他特征之外，还包括：形成一种控制电路或控制器，在从换能器发送测量信号的周期期间周期性地检测驱动频率与换能器谐振频率之间的差值(或者驱动信号的相位与换能器谐振频率的相位之间的差值)，并调节驱动信号的频率以减少相位误差，或者在替代实施例中，在发送周期期间将信号45的频率调节成基本上等于换能器12的谐振频率。在发送周期期间(例如在半时段期间)调节信号45的频率改善了换能器12的灵敏度，并有助于使用换能器12来测量更大的距离。还可有助于形成可使用换能器的更宽的可检测范围。

虽然通过特定优选的实施例描述了本说明书的主题，其前述附图和描述仅描绘主题的实施例的典型且非限制性例子，因此并不认为是限制其范围，但对本领域的技术人员而言，许多备选方案和变型都将是显而易见的。如本领域的技术人员将理解的，测量系统和相关控制器的示例形式被用作解释确定或估计相位误差和/或检测频率差值和调节驱动频率的操作方法的工具。

如下文的诸项权利要求所反映的，本发明的各方面具有的特征可少于前文公开的单个实施例的所有特征。所以，下文表述的诸项权利要求特此明确地并入具体实施方式中，且每项权利要求本身都代表本发明的独立实施例。此外，尽管本文描述的一些实施例包含其他实施例中包含的一些特征，却未包含其中包含的其他特征，但本领域的技术人员应当理解，不同实施例的特征的组合意在处于本发明的范围之内，而且意在形成不同的实施例。