用于ZTDFT-s-OFDM的信道估计的制作方法

本发明涉及用于即将到来的第五代（5g）无线系统的波形设计的领域。特别地，本发明涉及用于零尾dft扩展ofdm（ztdft-s-ofdm）调制的信道估计。

本说明书中使用的缩写的以下含义适用：

5g第五代

bs基站

cp循环前缀

dft离散傅里叶变换

dmrs解调参考信号

gp保护间隔

ifft快速傅里叶逆变换

lte长期演进

mse均方误差

ofdm正交频分复用

papr峰均功率比

rach随机接入信道

rf抑制因素

ue用户设备

zczadoff-chu

zt零尾。

最近提出ztdft-s-ofdm信号作为常规的ofdm和dft-s-ofdm波形的增强，其中cp（循环前缀）由低功率尾部替换。这种尾部被获得作为快速傅里叶逆变换（ifft）的自然输出，而不是像cp的情况那样附加到生成的时间符号。与采用cp的波形不同，在ztdft-s-ofdm中，低功率尾部的持续时间不需要在帧数字学中定义，而是可以根据估计的信道延迟扩展来动态设置。这简化了系统设计，因为它将无线电数字学与信道特性分离，也改善了相邻小区之间的共存。而且，它允许克服硬编码cp的上述低效率。

ztdft-s-ofdm信号的特征还在于短的低功率头部。虽然低功率尾部旨在应对测量的信道延迟扩展，但是插入低功率头部以避免由于ifft操作的循环性而导致的在尾部的最后样本处的功率再生长。

ztdft-s-ofdm的另一个显著优点是其相对于ofdm/dft-s-ofdm的改善的频谱包含。低功率头部和尾部两者的存在允许确实平滑邻近时间符号之间的过渡，其中具有带外（oob）发射的显著减少。

作为dft-s-ofdm的直接增强，ztdft-s-ofdm受益于副载波级处理和向多输入多输出（mimo）天线技术的简单扩展、以及低峰均功率比（papr）。然而，作为常规的dft-s-ofdm，ztdft-s-ofdm经受噪声增强，从而导致相对于ofdm的bler（块差错率）代价。尽管如此，在接收分集的情况下，特别是在4个接收天线的情况下，性能差距往往会消失。

ztdft-s-ofdm的最有前途的用例之一是prach，其中通过使用图1中所示的ztdft-s-ofdm技术将gp包括在时间符号的最后部分中。gp允许由位于不同距离处的ue发送的信号在接收器窗口内时间对齐。与lte相比，ztdft-s-ofdm避免了cp的功率损耗，因为cp可以用低功率样本替换。此外，ztdft-s-ofdm由于其更好的频谱包含而减少了对数据信道的干扰。

技术实现要素：

根据本发明的一方面，提出了一种用于基于在发送器和接收器两者处已知的参考序列的使用来使得能够实现ztdft-s-ofdm中的高效信道估计的方法。

根据本发明的一方面，通过信道接收根据零尾离散傅里叶变换扩展正交频分复用（ztdft-s-ofdm）而调制的信号。将信号下采样为包括n个样本的第一序列，n对应于所使用的副载波的数量。从第一序列中移除前nh个样本和后nt个样本，从而获得具有n-nh-nt的长度的第二序列。将第二序列与具有长度n-nh-nt的参考序列相关，并且基于相关的结果在n个所使用的副载波之上估计信道的频率响应。

在下文中，将参考附图通过其实施例描述本发明。

附图说明

图1示出了图示用于100km的小区范围的rach前导码格式的图。

图2示出了图示用于参考序列的ztdft-s-ofdm发送器链的示意框图。

图3示出了图示ztdft-s-ofdm信道估计器的示意框图。

图4示出了图示利用常规ztdft-s-ofdm发送器链所生成的ztdft-s-ofdm参考序列的频率响应的图，其中非平坦频率响应是由于在前dft零填充操作，这影响原始参考序列的属性。

图5示出了图示根据本发明的实施例的信道估计器的示意框图。

图6示出了图示以块卷积的重叠相加的原理的图。

图7示出了图示不同信道估计器的mse性能的图。

图8示出了图示其中本发明的实施例的示例是可实现的控制单元的配置的示意框图。

具体实施方式

在解释本发明的实施例之前，将参考图2至4描述用于信道估计目的的一组参考序列的期望属性。

下面列出了用于信道估计目的的一组参考序列的期望属性：

-低自相关。当将序列与其自身相关时，相关器输出应返回与零偏移相对应的功率峰值和在非零偏移的情况下的非常有限的输出功率。这允许在接收器处清楚地标识信道脉冲响应的位置，因而使得能够实现其正确估计。

-有限的互相关。当将序列与属于同一组的不同序列相关时，相关器的输出功率应被限制。这允许标识期望信道的响应，并因而限制由于同时发送的其他参考序列所引起的污染。

-平坦的频率响应。使用具有平坦的频率响应的参考序列的益处是双重的。首先，平坦的频率响应是在时域中具有零自相关的充要条件。此外，它使得能够实现适当的频域均衡。参考序列的选择性频率响应可能导致在特定频率部分之上的噪声功率的选择性增强，并因而导致降级的估计和欠佳的均衡性能。

-低峰均功率比（papr）。有具有有限功率幅度波动的序列允许在模拟功率放大器处使用低输入回退，其中在发送器功率效率方面具有益处。

-大基数（cardinality）。具有特征为相同有吸引力属性的一组数量很多的参考序列是至关重要的，尤其是在密集小区部署的情况下，其中设备可能需要将期望链路的信道响应与大量干扰链路相区分。具有大量天线的mimo技术的使用进一步加剧了一组数量很多的参考序列的必要性，例如，对于大规模mimo应用。

zadoff-chu（zc）序列是满足所有上述属性的复杂序列家族。它们特征为零自相关和被限制为√l的恒定的互相关，其中l是序列的长度。此外，zc序列在时域和频域两者之上具有恒定的幅度。在zc序列的长度l是素数的情况下，满足所提到属性的一组序列具有等于l-1的基数。

作为零自相关属性的结果，可以由在相同频率之上操作的多个发送器同时使用相同的序列，只要由每个发送器使用序列的不同循环移位。循环移位应大于信道延迟扩展。可以在接收器处使用单个相关器来检索采用相同基本序列的不同循环移位的若干发送器的信道状态信息。

图2图示了当使用ztdft-s-ofdm时用于参考序列的发送器链。具有长度n0的原始序列通常在频域中生成，并且通过具有大小n0的idft转换到时域。在使用zc序列的情况下，然后可以应用发送器特定的循环移位。在序列的头部和尾部添加分别具有长度nh和nt的零头和零尾，从而导致具有长度为n=n0+nt+nh个样本的零填充参考序列。然后，在经历副载波映射和ifft之前，通过具有大小n的dft将序列再次转换到频域。

在图3中示出了用于信道估计的常规的接收器结构，如从dft-s-ofdm直接转变的。接收信号经历fft、副载波解映射和idft，如在常规的dft-s-ofdm处理中那样。然后将序列与零填充参考序列的副本相关。在相关器输出中，仅收集收集有用能量的样本，并且其余样本由零替换。然后通过dft将获得的估计转换到频域。

该接收器结构利用零填充参考序列来外推信道估计。然而，零填充序列可能不受益于原始序列的相同属性。

例如，在原始参考序列是zc序列的情况下，零填充的操作损害了平坦频率响应的属性。在图4中示出零填充zc序列的频率响应。作为这种频率选择性响应的结果，可以强调某些频率副载波中的噪声，并且自相关属性也受到负面影响。这显著降低了信道估计的质量。

此外，由于需要在零填充之前应用最终循环移位，所以利用相同基本序列的不同循环移位所获得的序列转变为不再是循环的序列。例如，给定移位值d1和d2，其中d1与d2不同，零插入之前的序列是循环的，但对于零填充序列不是如此。因此，不可能如例如在具有常规dft-s-ofdm的lte上行链路中进行那样利用唯一的相关器正确地检索多个信道响应。接收信号应与从发送器处应用的特定循环移位所获得的序列相关。

本发明的至少一个实施例公开了一种用于ztdft-s-ofdm的信道估计器，其允许利用原始参考序列的属性而不是其零填充版本。信道估计器依赖于以下观察结果：尽管零插入操作负面地影响参考序列的属性，但是如果从接收器处的序列中移除零样本，则这样的属性仍然成立。根据本发明的实施例，针对原始的即非零填充的参考序列而不是经零填充的序列执行相关。在图5中示出信道估计器的结构，并将在下文中描述。

应注意，参考序列的家族不限于zc序列，并且本发明可以推广到其他参考序列家族，例如m序列。

图5中描绘的基带信道估计器（其可以在接收器中实现，例如，提供对通信系统的无线接入的网络的基站、接入节点或enodeb）通过信道（例如rach）接收ztdft-s-ofdm信号。

接收信号被下采样为包括n个样本的第一序列，n对应于所使用的副载波的数量。换句话说，首先通过fft将接收信号转换到频域。然后，移除非使用的副载波，即执行副载波解映射。然后对所获得的包括n个样本的序列进行idft处理，其中利用n大小idft。在该阶段处获得的序列（第一序列）对应于fft输入处的接收信号的下采样版本。作为结果，第一序列的后nt个样本（例如，样本#n-nt到#n）由于信道延迟扩展而包含能量。

可以临时存储第一序列的后nt个样本。从第一序列中移除前nh个样本（例如样本＃1到#nh）和后nt个样本。得到的序列（第二序列）具有n-nt-nh的长度。可能已经被临时存储的后nt个样本可以被添加到第二序列的前nt个样本（例如，样本＃1到#nt）。该操作旨在模拟第二序列中的循环衰落。该原理称为以块卷积的重叠相加，并且在图6中示出。

nt个样本可能已经如上所述那样被添加到其的第二序列通过图5中所示的相关器与具有长度n-nt-nh的非零填充（即“原始”）参考序列相关。

在相关器输出中，仅收集收集有用能量的样本，并且用零替换其余样本，从而获得长度n-nt-nh的第三序列。通过具有大小n-nt-nh的dft将第三序列再次转换到频域，从而获得长度n-nt-nh的第四序列。然后通过将频域序列（即第四序列）内插到长度n的矢量来获得n个使用的副载波之上的信道频率响应的估计。

由于相关针对“原始”即非零填充的参考序列运行，所以保留了它们的属性。此外，变得可以利用唯一的相关器检索来自相同序列的多个循环移位版本的信道响应。

在本发明的实现示例中，考虑以下设置以评定如图5中描绘的根据本发明的实施例的信道估计器的性能：

-副载波的数量n=600；

-fft大小nf=1024；

-在前dft零头样本（nh）：4

-在前dft零尾样本（nt）：42

-副载波间隔：15khz

-信道模型：典型城市，其中具有约~2.2μs的超量延迟。

空中零尾的长度近似等于lte中的cp持续时间。作为基本参考序列，使用具有长度n-nt-nh=554的循环扩展的zc序列。

与早期解决方案相比较的本发明的实施例的性能是根据信道估计的均方误差（mse）来评估的。研究了以下三个选项：

-选项a.如图2中那样生成空中发送的参考序列，并且利用图3中所示的信道估计器结构来估计信道频率响应。

-选项b.如us14/854,474中所公开的那样生成空中发送的失真参考序列，并且利用图3中所示的信道估计器结构来估计信道频率响应。

-选项c.如图2中那样生成空中发送的参考序列，并且利用如图5中描绘的根据本发明的实施例的信道估计器来估计信道频率响应。

此外，考虑了仅发送期望的zc序列（无干扰）时的情况，以及其他发送器在相同频带之上同时使用相同zc序列的不同循环移位时的情况。

在图7中示出结果。可以观察到：

-选项a经受零填充参考序列的非理想自相关和非平坦响应，从而导致显著的错误平层。

-选项b在不存在干扰的情况下示出良好的性能。在存在干扰的情况下性能显著降级。这是由于相同原始zc序列的循环移位转变为不同序列的事实，其并不受益于零互相关。

-使用根据本发明的实施例的信道估计器的选项c示出低mse，而不管是否存在干扰。

本发明的实施例使得能够在不修改发送信号的情况下实现高效的信道估计。本发明的实施例允许使用具有零尾的zc序列作为rach前导码或dmrs序列，并且可以从具有类似于lte的循环移位的单个zc序列获得多个前导码序列。在本发明的另一实施例中，使用m序列代替zc序列。

图8示出了图示本发明的实施例的示例是可实现的控制单元10的配置的示意框图。

控制单元10（其可以是接收器的一部分和/或由接收器使用，例如提供对通信系统的无线接入的接入网络的基站、接入节点或enodeb）包括处理资源（处理电路）11、存储器资源（存储器电路）12和接口（接口电路）13。存储器资源12可以存储用于使得控制单元10当程序由处理资源11执行时执行上面参考图5描述的信道估计器的操作的至少一个程序。例如，接口13通过信道例如空中接收ztdft-s-ofdm信号，处理资源11基于存储在存储器资源12中的程序来处理ztdft-s-ofdm信号，并且接口13输出信道的估计的频率响应。存储器资源12还可以存储要用于相关的参考序列。

通常，本发明的示例性实施例可以由存储在存储器资源12中并且可由处理资源11执行的计算机软件、或者由硬件、或者由软件和/或固件和硬件的组合来实现。

存储器资源12可以是适合于本地技术环境的任何类型，并且可以使用任何合适的数据存储技术来实现，诸如基于半导体的存储器设备、磁存储器设备和系统、光学存储器设备和系统、固定存储器和可移动存储器。处理资源11可以是适合于本地技术环境的任何类型，并且作为非限制性示例，可以包括通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器（dsp）和基于多核处理器架构的处理器中的一个或多个。

此外，如本申请中所使用的，术语“电路”是指所有以下内容：

（a）仅硬件电路实现（诸如在仅模拟和/或数字电路中的实现）和

（b）电路和软件（和/或固件）的组合，诸如（如适用）：（i）（一个或多个）处理器的组合；或（ii）（一个或多个）处理器/软件的部分（包括（一个或多个）数字信号处理器）、软件和（一个或多个）存储器，其一起工作以使得装置（诸如移动电话或服务器）执行各种功能），和

（c）诸如（一个或多个）微处理器或（一个或多个）微处理器的部分的电路，其需要软件或固件以用于操作，即使软件或固件不物理存在。

“电路”的该限定适用于该术语在本申请中（包括在任何权利要求中）的所有使用。作为另外的示例，如本申请中所使用的，术语“电路”还将覆盖仅处理器（或多个处理器）或处理器的部分及它的（或它们的）附随软件和/或固件的实现。术语“电路”还将覆盖（例如并且如果适用于特定权利要求元素）用于移动电话的基带集成电路或应用处理器集成电路、或者服务器、蜂窝网络设备或其他网络设备中的类似集成电路。

应理解，以上描述是对本发明的说明，而不应解释为限制本发明。在不脱离由所附权利要求限定的本发明的真实精神和范围的情况下，本领域技术人员可以想到各种修改和应用。