脉冲宽度调制型图像传感器电路及其处理方法与流程

本发明涉及集成电路技术，特别涉及脉冲宽度调制型的图像传感器的处理电路。

背景技术：

cmos图像传感器以其高集成度、低功耗和低成本等优点，已广泛应用于空间遥感、工业机器视觉及商业数码摄像等传统领域。典型cmos图像传感器以电压或者电流的形式进行信号的输出，而其中有源像素传感器以较为优越的综合性能而占据着主流，其工作过程如下：首先，光电探测器对环境的光强度产生相应的光电流；然后，光电流对积分电容进行充电(或放电)积分得到相应的积分电压；接着，积分电压通过控制有源级去控制输出电压或电流；最终，由后续处理电路对上一阶段的输出电压或电流进行量化输出。动态范围(dr，dynamicrange)作为cmos图像传感器性能的重要指标之一，其定义如下：动态范围为图像传感器最大可处理的信号与最小可处理的信号幅值之比。由于积分电容的电容值有限，当光电探测器产生的积分电流大于某一固定值时，积分电容达到饱和状态，即无法继续对更大的光信号产生正确的输出结果，另外，随着集成电路制造技术的发展，集成电路制造的工艺尺寸越来越小，整个集成电路上的电源电压越来越低，积分电容上电压可变化的范围也将随着工艺的更新而减小，造成动态范围将减小，不利于整个cmos图像传感器的性能增强。

随着cmos图像传感器技术的发展和完善，许多设计者逐渐将cmos图像传感器应用到众多科技领域内，然而不同的应用环境对cmos图像传感器的设计有着不同的指标要求。例如，在新兴的人工视觉领域，为了探测自然环境下的光信号，需要cmos图像传感器具有较大的动态范围。自然环境状态下光线的动态范围能够达到140db，而大部分传统的电压型或者电流型cmos图像传感器仅有60～70db的线性响应范围，因此大动态范围称为cmos图像传感器研究领域内一个亟需解决的难题。为了实现大动态范围的cmos图像传感器，当前相关研究人员主要提出了两种方式来增加cmos图像传感器的动态范围。一种是改变传统电压型或者电流型cmos图像传感器的线性响应为对数响应，进而增加动态范围，然而这种模式的cmos图像传感器因其处于对数的工作模式下，很难大幅度的消除固定模式噪声(fpn，fixedpatternnoise)，造成最终输出图像质量的严重恶化，此种技术需要进一步的完善；另外一种是采用脉冲调制(pm，pulsemodulation)原理进行输出，因其不再利用电压值或者电流值来表征有效信号的数值，故不会收到传统电压型或者电流型cmos图像传感器所面临的动态范围受限的问题。

pm型cmos图像传感器可以概括的分为脉冲宽度调制型(pwm，pulsewidthmodulation)和脉冲频率调制型(pfm，pulsefrequencymodulation)两类，其典型的基本像素单元电路结构如图1、2所示，其中图1中vreset为复位控制信号，vint为积分节点电压和cint为积分节点电容，vref为比较器的参考电压，vo为输出信号；图2中vint为积分节点电压和cint为积分节点电容，vref为比较器的参考电压，vo为输出信号。pfm型cmos图像传感器是以检测输出端数字脉冲信号的频率来表征光电探测器产生电流的大小。每当积分电容上的积分电压达到参考电平的值时，比较器的输出状态进行翻转产生一个脉冲。光的强度越大，光电探测器产生的电流越大，pfm型像素的输出脉冲频率越高，反之亦然。如图1，pwm型cmos图像传感器像素单元一般包括一个光电探测器d1、一个积分电容cint和一个比较器。pwm型cmos图像传感器是以检测复位信号与比较器翻转信号之间的时间差(即积分时间)来表征光电探测器d1产生电流的大小。光的强度越大，光电探测器d1产生的电流越大，pwm型像素的输出的时间越小，反之亦然。根据以下原理公式：

isigtint＝c△u

其中isig为光电探测器d1产生的光电流，tint为电流在积分电容cint上的积分时间，c为积分电容cint的电容值，δu为积分电容cint上电压的变化量。pfm型cmos图像传感器输出的数字脉冲信号频率f(f＝1/tint)与光电探测器d1的电流isig呈现线性关系，而pwm型cmos图像传感器输出的积分时间tint与光电探测器d1的电流isig呈现反比关系。

传统的pwm型cmos图像传感器电路一般包括探测电路、积分读出电路、数字量化电路及总线输出端，其中，探测电路的输出端与积分读出电路的输入端连接，积分读出电路的输出端与数字量化电路的输入端连接，数字量化电路的输出端与总线输出端连接，数字量化电路还具有时钟输入端用以输入基本时钟信号，而其具体的电路图可如图4所示。

pwm型cmos图像传感器的输入与输出的非线性关系(即上述提到的tint与isig的反比关系)会恶化传感器最终的成像质量。对于以获取图像为目标的图像传感器来说，这一非线性关系是极其不利的。为了利用pwm型cmos图像传感器的其他优点(如低功耗)，同时不使非线性问题严重影响到图像质量。目前主要有两种方式来保证最终的成像质量：1)、利用一阶反比关系在一定误差范围内可近似为线性关系，这样一来就无需处理电路对pwm型cmos图像传感器的非线性输出关系进行补偿。这种方式可以避免掉额外的补偿电路结构，节省芯片面积同时也避免增加整个芯片的功耗。但是其只能在较小输入的范围内进行近似，严重地限制了整个图像传感器的动态范围。2)、在pwm型cmos图像传感器最大预留的积分时域上，人为地将时间段以一定的比例来划分，然后按比例调整基本时钟的频率，最后用该时钟驱动处理电路。这种方式有一个显著的特点即时间段分段越多，传感器输入与输出线性化程度越高。但分段越多，对相应时钟产生电路精度要求越高，结构越复杂。从原理上来讲，以上两种处理方式并未从根本上解决pwm型cmos图像传感器的输入与输出的非线性问题，仅仅是折衷缓和了该问题。

技术实现要素：

本发明的目的是解决目前pwm型cmos图像传感器的输入与输出的非线性问题，提供一种脉冲宽度调制型图像传感器电路及其处理方法。

本发明解决其技术问题，采用的技术方案是，脉冲宽度调制型图像传感器电路，包括探测电路、积分读出电路、数字量化电路及总线输出端，积分读出电路至少包括积分电容，其特征在于，还包括时钟产生电路、选通开关一及选通开关二，所述时钟产生电路的输入端通过选通开关一与积分读出电路的输出端连接，其输出端与数字量化电路的时钟输入端连接，数字量化电路的输入端通过选通开关二与积分读出电路连接，通过控制输入到所述选通开关一的控制端与选通开关二的控制端的控制信号，使选通开关一与选通开关二不能同时导通；

所述时钟产生电路的输出端输出的时钟频率fclk与探测电路输出的光生电流isig之间的关系满足公式：

其中，a、b为常数，c为积分电容的电容值，vsat为积分读出电路的输出端的饱和电平，vrst为积分读出电路的复位电平，tmax为积分量化阶段内最大积分的时间；

所述数字量化电路的输出值n与探测电路输出的光生电流isig之间的关系满足以下公式：

n＝[aisig+b]＝nx+n0

其中，[]表示量化过程，nx为式中aisig变量项对应的量化结果，n0为式中b常数项对应的量化结果。

具体的，所述时钟产生电路包括积分电压输入端、乘法器、加法器及压控振荡器，所述积分电压输入端与乘法器的两个输入端连接，且与加法器的一个输入端连接，乘法器的输出端与加法器的另一个输入端连接，加法器的输出端与压控振荡器的输入端连接，压控振荡器的输出端作为时钟产生电路的输出端，积分电压输入端作为时钟产生电路的输入端。

进一步的，所述探测电路为光电二极管，其正极接地，负极作为探测电路的输出端。

具体的，所述积分读出电路包括运算放大器、积分电容、相关双采样电容、复位开关一、复位开关二及复位电平输入端，所述运算放大器的反相输入端作为积分读出电路的输入端，其正相输入端与复位电平输入端连接，运算放大器的输出端通过积分电容与自身的反相输入端连接，复位开关一与积分电容并联，运算放大器的输出端与相关双采样电容的一端连接，相关双采样电容的另一端作为积分读出电路的输出端，且通过复位开关二与复位电平输入端连接。

再进一步的，所述复位开关一及复位开关二分别为pmos开关或nmos开关或cmos开关或自举开关。

具体的，所述复位开关一的控制端及复位开关二的控制端输入相同的复位控制信号，或复位开关一的控制端及复位开关二的控制端分别输入不同的复位控制信号，能够使复位开关一提前复位开关二一定时间断开。

再进一步的，所述运算放大器为五管放大器或套筒式共源共栅放大器或折叠式共源共栅放大器或两级放大器。

具体的，所述数字量化电路包括比较器、参考电压输入端、计数器及复位信号输入端，所述比较器的正相输入端作为数字量化电路的输入端，比较器的反相输入端与参考电压输入端连接，比较器的输出端与计数器的输入端连接，计数器的复位端与复位信号输入端连接，计数器的时钟输入端作为数字量化电路的时钟输入端，计数器的输出端作为数字量化电路的输出端。

再进一步的，所述比较器为两级比较器或对称型基于ota的比较器或动态锁存比较器或可控施密特触发器。

脉冲宽度调制型图像传感器电路的处理方法，应用于上述脉冲宽度调制型图像传感器电路，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、第一次复位阶段，控制积分读出电路及数字量化电路复位，且断开选通控制开关一及选通控制开关二；

步骤2、时钟产生阶段，积分读出电路开始积分，断开选通开关一及选通开关二，在该阶段结束前一段时间，闭合选通控制开关一，时钟产生电路产生并锁定输出时钟信号，数字量化电路仍处于复位状态；

步骤3、二次复位阶段，控制积分读出电路复位，且断开选通控制开关一及选通控制开关二，数字量化电路仍处于复位状态，时钟产生电路仍锁定输出时钟信号；

步骤4、积分量化阶段，控制积分读出电路开始积分，且控制选通开关二闭合，数字量化电路根据其输入的时钟信号开始数字量化工作，完成后向总线输出端输出数字量化结果。

本发明的有益效果是，通过上述脉冲宽度调制型图像传感器电路及其处理方法，可以看出，其通过对时钟产生电路进行调整，使时钟信号的频率随着积分电流信号大小的变化而产生相应的变化，进而使脉冲宽度调制型图像传感器的输出与输入呈线性关系，改变了脉冲宽度调制型图像传感器的输出与输入之间的关系，避免了其非线性关系引起的图像质量恶化。本发明从基本原理出发，从根本上改变了传统脉冲宽度调制型图像传感器的输出与输入的非线性关系，进而提升最终的成像质量。

附图说明

图1为pwm型图像传感器的基本像素单元结构示意图；

图2为pfm型图像传感器的基本像素单元结构示意图；

图3为本发明实施例中脉冲宽度调制型图像传感器电路的电路图；

图4为传统的脉冲宽度调制型图像传感器电路的电路图；

图5为本发明实施例中脉冲宽度调制型图像传感器电路理想工作状态时各控制信号的工作时序示意图；

图6为本发明实施例中脉冲宽度调制型图像传感器电路实际工作状态时各控制信号的工作时序示意图；

图7为本发明实施例中脉冲宽度调制型图像传感器电路在三种不同光生电流isig情况下的处理结果示意图；

其中，vreset为复位控制信号，vint为积分节点电压，cint为积分电容，c为积分电容的电容值，vref为参考电压，vo为输出信号，com为比较器，k1为复位开关一，s1为复位开关一控制端输入的复位控制信号，k2为复位开关二，s2为复位开关二控制端输入的复位控制信号，ccds为相关双采样电容，d1为光电二极管，op为运算放大器，vrst为复位电平，k3为选通开关一，s3为选通开关一控制端输入的控制信号，k4为选通开关二，s4为选通开关二控制端输入的控制信号，m为乘法器，add为加法器、vco为压控振荡器，rst为复位信号输入端输入的复位信号，clk为时钟信号，vp1为运算放大器的正相输入端的电压，vn1为运算放大器的反相输入端的电压，vo1为运算放大器的输出端的电压，vp2为比较器的正相输入端的电压，vn2为比较器的反相输入端的电压，vramp为参考电压输入端输入的参考电压，vo2为比较器的输出端电压值，t1为一段时间，t2为一定时间，tpre为时钟产生阶段的时间，vmo为乘法器的输出端电压，va1为加法器的一个输入端的电压，va2为加法器的另一个输入端的电压，vao为加法器的输出端电压，tmax为积分量化阶段内最大积分的时间，①表示一次复位阶段，②表示时钟产生阶段，③表示二次复位阶段，④表示积分量化阶段。

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

本发明所述的脉冲宽度调制型图像传感器电路，包括探测电路、积分读出电路、数字量化电路、总线输出端、时钟产生电路、选通开关一及选通开关二，其中，积分读出电路至少包括积分电容，时钟产生电路的输入端通过选通开关一与积分读出电路的输出端连接，其输出端与数字量化电路的时钟输入端连接，数字量化电路的输入端通过选通开关二与积分读出电路连接，通过控制输入到所述选通开关一的控制端与选通开关二的控制端的控制信号，使选通开关一与选通开关二不能同时导通；

这里，时钟产生电路的输出端输出的时钟频率fclk与探测电路输出的光生电流isig之间的关系满足以下公式：

其中，a、b为常数，c为积分电容的电容值，vsat为积分读出电路的输出端的饱和电平，vrst为积分读出电路的复位电平，tmax为积分量化阶段内最大积分的时间；

数字量化电路的输出值n与探测电路输出的光生电流isig之间的关系满足以下公式：

n＝[aisig+b]＝nx+n0

其中，[]表示量化过程，nx为式中aisig变量项对应的量化结果，n0为式中b常数项对应的量化结果。

实施例

本发明实施例中的脉冲宽度调制型图像传感器电路，参见图3，包括探测电路、积分读出电路、数字量化电路、总线输出端、时钟产生电路、选通开关一k3及选通开关二k4，其中，积分读出电路至少包括积分电容cint，时钟产生电路的输入端通过选通开关一k3与积分读出电路的输出端连接，其输出端与数字量化电路的时钟输入端连接，数字量化电路的输入端通过选通开关二k4与积分读出电路连接，通过控制输入到所述选通开关一k3的控制端与选通开关二k4的控制端的控制信号，使选通开关一k3与选通开关二k4不能同时导通。

时钟产生电路的输出端输出的时钟频率fclk与探测电路输出的光生电流isig之间的关系满足以下公式：

其中，a、b为常数，c为积分电容cint的电容值，vsat为积分读出电路的输出端的饱和电平，vrst为积分读出电路的复位电平，tmax为积分量化阶段内最大积分的时间；

数字量化电路的输出值n与探测电路输出的光生电流isig之间的关系满足以下公式：

n＝[aisig+b]＝nx+n0

其中，[]表示量化过程，nx为式中aisig变量项对应的量化结果，n0为式中b常数项对应的量化结果。

时钟产生电路、积分读出电路、探测电路及数字量化电路均有多种实现方式，不脱离上述描述即可，具体举例如下：

参见图3，本例中，时钟产生电路包括积分电压输入端、乘法器m、加法器add及压控振荡器vco，积分电压输入端与乘法器m的两个输入端连接，且与加法器add的一个输入端连接，乘法器m的输出端与加法器add的另一个输入端连接，加法器add的输出端与压控振荡器vco的输入端连接，压控振荡器vco的输出端作为时钟产生电路的输出端，积分电压输入端作为时钟产生电路的输入端。

探测电路为光电二极管d1，其正极接地，负极作为探测电路的输出端。

积分读出电路包括运算放大器op、积分电容cint、相关双采样电容ccds、复位开关一k1、复位开关二k2及复位电平输入端，运算放大器op的反相输入端作为积分读出电路的输入端，其正相输入端与复位电平输入端连接，运算放大器op的输出端通过积分电容cint与自身的反相输入端连接，复位开关一k1与积分电容cint并联，运算放大器op的输出端与相关双采样电容ccds的一端连接，相关双采样电容ccds的另一端作为积分读出电路的输出端，且通过复位开关二k2与复位电平输入端连接。

复位开关一k1及复位开关二k2可以为pmos开关或nmos开关或cmos开关或自举开关等，不同的开关类型其控制方式不同，分别有不同的缺点及优点。运算放大器op可以为五管放大器或套筒式共源共栅放大器或折叠式共源共栅放大器或两级放大器等。

本例中，复位开关一k1的控制端及复位开关二k2的控制端可输入相同的复位控制信号(s1、s2相同)，复位开关一k1的控制端及复位开关二k2的控制端也可分别输入不同的复位控制信号(s1、s2不同)，能够使复位开关一k1提前复位开关二k2一定时间断开，以完成相关双采样动作，且尽可能消除开关带来的不利影响时，最大幅度地抑制固定模式噪声。该“一定时间”需大于0，但又不能改变后续的开关顺序。就是说该一定时间要有，可以很小，同时不能影响后面的时序。

数字量化电路包括比较器com、参考电压输入端、计数器及复位信号输入端，比较器com的正相输入端作为数字量化电路的输入端，比较器com的反相输入端与参考电压输入端连接，比较器com的输出端与计数器的输入端连接，计数器的复位端与复位信号输入端连接，计数器的时钟输入端作为数字量化电路的时钟输入端，计数器的输出端作为数字量化电路的输出端。

这里，比较器com可以为两级比较器或对称型基于ota的比较器或动态锁存比较器或可控施密特触发器等。本例中，参考电压输入端输入的参考电压vramp通常为斜坡电压，而现有技术中的参考电压vref一般为固定偏置电压。

具体使用时，包括以下步骤：

步骤1、第一次复位阶段，控制积分读出电路及数字量化电路复位，且断开选通控制开关一k3及选通控制开关二k4。

使用在图3所示的脉冲宽度调制型图像传感器电路时，本步骤可具体为：第一次复位阶段①，通过复位开关一k1的控制端及复位开关二k2的控制端输入的复位控制信号(s1、s2)控制复位开关一k1及复位开关二k2导通，泄放掉积分电容cint上的电荷使积分电容cint两端电压差为0，相关双采样电容ccds上存储因运算放大器op失配造成的正相输入端与反相输入端电压差，进而完成相关双采样操作，选通开关一k3及选通开关二k4断开，计数器的复位端输入的复位信号rst有效。

步骤2、时钟产生阶段，积分读出电路开始积分，断开选通开关一k3及选通开关二k4，在该阶段结束前一段时间，闭合选通控制开关一k3，时钟产生电路产生并锁定输出时钟信号，数字量化电路仍处于复位状态。

使用在图3所示的脉冲宽度调制型图像传感器电路时，本步骤可具体为：时钟产生阶段②，此阶段可视为一个预积分时间段tpre-int，此阶段积分电容cint的复位开关一k1和复位开关二k2均处于断开状态，积分电容cint开始对探测电路中光电二极管d1产生的光电流isig进行积分，在此阶段完成前一段时间t1，将选通开关一k3导通，积分读出电路输出相应的积分电压vpre-int。时钟产生电路中乘法器m对其两输入端输入的信号(均为预积分电压vpre-int)进行处理，然后乘法器m的输出电压vmo与积分电压vpre-int分别传送到加法器add的两个输入端(即加法器两个输入端输入的电压va2＝vmo，va1＝vpre-int)，最后由加法器add的输出电压vao控制压控振荡器vco输出并锁定一时钟信号clk，选通开关二k4处于断开状态，数字量化电路处于不工作状态，计数器的复位控制信号rst处于有效状态。该t1时间是为了取该阶段的输出电压，该时间应该远小于该阶段的总时间。即在保证后续电路能够准确的取到该阶段末的输出电压的情况下，越小越好。

步骤3、二次复位阶段，控制积分读出电路复位，且断开选通控制开关一k3及选通控制开关二k4，数字量化电路仍处于复位状态，时钟产生电路仍锁定输出时钟信号。

使用在图3所示的脉冲宽度调制型图像传感器电路时，本步骤可具体为：二次复位阶段③，此阶段积分电容cint的复位开关一k1和复位开关二k2均导通，再次泄放掉积分电容cint上的电荷使积分电容cint两端电压差为零，进而完成相关双采样操作，选通开关一k3和选通开关二k4均处于断开状态，计数器的复位控制信号rst仍处于有效状态，时钟产生电路的输出处于锁定状态(仍输出步骤2中锁定的时钟信号clk)，数字量化电路处于不工作状态。

步骤4、积分量化阶段，控制积分读出电路开始积分，且控制选通开关二k4闭合，数字量化电路根据其输入的时钟信号开始数字量化工作，完成后向总线输出端输出数字量化结果。

使用在图3所示的脉冲宽度调制型图像传感器电路时，本步骤可具体为：表示积分量化阶段④，此阶段积分电容cint的复位开关一k1、复位开关二k2和选通开关一k3均处于断开状态，选通开关二k4处于导通状态，计数器的复位控制信号rst处于无效状态，由时钟产生电路的输出时钟clk(即步骤2中锁定的时钟信号clk)作为基本时钟驱动计数器工作，比较器com进行数字量化，当比较器com的输出端的输出电压vo2发生翻转时，计数器停止计数，并保持该计数值，然后通过总线输出电路输出计数值(计数值即为数字量化结果)。具体说明如下：

如图4所示为传统脉冲宽度调制型图像传感器的基本结构示意图。在积分量化阶段，积分读出电路的输出电压信号vsig为：

其中，vrst为复位电平，isig为光电二极管d1产生的光电流，t为积分时间，c为积分电容cint的电容值。

在积分量化阶段，数字量化电路中比较器com的参考电压vramp一般选为：

其中vsat为积分读出电路输出端的饱和电平，tmax为积分量化阶段内最大积分的时间。

积分量化阶段，根据比较器工作原理并结合上式，得出比较器com输出端电压vo2产生翻转所需的时间tc为：

采用固定频率的时钟来驱动计数器对积分时间tc进行数字量化，则输出计数值n为：

其中tclk为图4中计数器的基本时钟信号clk的周期；方括号表示量化过程，下同。

由上式可以看出数字量化输出值n与探测电路输出光电流信号isig呈现非线性。为了得到线性的关系，参见图3的脉冲宽度调制型图像传感器电路的电路图，本例采用调节计数器的基本驱动时钟的频率fclk来实现。由上式可得：

为了得到数字量化输出值n与探测器输出光电流信号isig呈现线性关系，则可设：

n＝[aisig+b]

其中a，b均为常数。

由上两式可得，数字量化电路中计数器的基本驱动时钟的频率fclk需满足下式：

详细工作过程如下：

(1)一次复位阶段：

此阶段通过复位开关一k1的控制端及复位开关二k2的控制端输入的复位控制信号(s1、s2)控制复位开关一k1及复位开关二k2导通，选通开关一k3的控制端输入的控制信号s3及选通开关二k4的控制端输入的控制信号s4分别控制选通开关一k3及选通开关二k4断开，其详细时序关系如图4或图5中一次复位部分所示。此阶段主要是完成相关双采样操作，消除因失配而引入的固定模式噪声。

(2)时钟产生阶段：

此阶段复位开关一k1、相关双采样复位开关k2和选通开关k4均处于断开状态，在此阶段末期(即该阶段完成前一段时间t1，也就是预留给时钟产生电路的响应时间)，将选通开关一k3导通，计数器的复位控制信号rst处于有效状态，该阶段的详细时序关系如图4或图5中时钟产生部分所示，其中，图4表示复位开关一k1的控制端及复位开关二k2的控制端输入相同的复位控制信号(s1、s2)，图5表示复位开关一k1的控制端及复位开关二k2的控制端分别输入不同的复位控制信号(s1、s2)，能够使复位开关一k1提前复位开关二k2一定时间(请问这个一定时间的取值范围，或如何计算得到该一定时间，或为现有技术的话，建议提供一对比文件进行证明)断开。时钟产生阶段末，积分读出电路的输出电压vpre为：

其中，tpre为预积分时间，即此阶段时间减去t1时间后的时间。

则乘法器的输出电压vmo为：

其中km为乘法器的增益因子。

加法器的输出电压vao为：

则压控振荡器vco的输出信号的频率fvco：

其中kvco为压控振荡器的频率增益因子，f0为vao＝0时的截距，为系统固有常量。

(3)二次复位阶段：

此阶段积分电容cint的复位开关一k1和复位开关二k2均导通，选通开关一k3和选通开关二k4均处于断开状态，计数器的复位控制信号rst仍处于有效状态，时钟产生电路的输出处于锁定状态，该阶段的详细时序关系如图4或图5中二次复位部分所示。

(4)积分量化阶段：

此阶段积分电容cint的复位开关一k1、复位开关二k2和选通开关一k3均处于断开状态，选通开关二k4处于导通状态，计数器的复位控制信号rst处于无效状态。该阶段工作时序如图4或图5中积分量化部分所示。由时钟产生电路输出的时钟clk作为基本时钟驱动计数器工作，协同比较器com进行数字量化。当比较器com的输出端的输出电压vo2发生翻转时，计数器停止计数，并保持该计数值，然后通过输出总线(总线输出电路)输出计数值，最终输出数值结果n为：

其中对相应参数的选取需满足：

图5为所述方案电路在考虑实际因素工作时控制信号的时序图，其中t1表示预留给时钟产生电路的响应时间，t2表示积分电容复位开关s1与相关双采样复位开关s2之间的时间差；图6给出了三种不同光生电流isig情况下的量化结果，图6中n0为对应的量化结果，n1、2n1分别为相应光电流isig、2isig对应的量化结果。

由式可以看出，最终输出数值结果n与光生电流isig呈现线性关系，故本发明成功地解决了脉冲宽度调制型图像传感器中光电流isig与输出数值结果n之间的非线性关系，有利于最终成像质量的提升。

对于a和b及约束条件的计算说明，其详细计算过程如下：

比较式和式

要得到类似式n＝[aisig+b]的表达形式，则要求对应各项前的系数一一对应相同，故得：

进一步，可得：且相关参数的选取必须满足式：