专利名称:角度调制载波信号恢复时钟信号装置的制作方法
本发明涉及一种从角度调制载波信号恢复接收机中时钟信号的装置。此角度调制载波信号具有响应于给定时钟频率1/T的数据信号的载频fc和调制指数m＝0.5。该装置包括一种上述的调制信号倍频用的倍频器;一个从倍频调制信号产生时钟频率1/T的信号分量的发生电路;一个选择发生时钟信号分量的时钟滤波器;以及一个响应于选择信号分量而发生时钟信号脉冲的脉冲成形器。
德布达(De Buda)在1972年6月的(美国)电机与电子工程师学会学报的通讯类2卷3期429-435页上关于快速频移键控的文章中叙述了这种装置(参看图4)。具有调制指数m＝0.5的快速频移键控信号本身的功率密度谱线只有连续的信号传递分量，但倍频作用提供一个调制指数m＝1的快速频移键控信号，它在频率2fc-1/2T和2f+1/2T时包含连续的信号传递成分，也包含不连续的成分。早期技术利用最后的这一事实以发生时钟频率1/T的信号分量。它借助于窄通带滤波器在发生电路中选择两个不连续的分量，在混合物电路中彼此叠加这选定的不连续分量，然后借助低通道滤波器从和频4fc的混合物中分离出差频1/T的混合物。在这简单的方法中，时钟和载波信号参考可以从接收的快速频移键控信号本身恢复。并且这些参考在借助于正规相干解词和同步数据符号的检波和再生时，用作数据信号的最佳检波。从要求这些参考为恒幅的观点，早期技术的装置中窄通带滤波器是以一个相循环的形式实现的。
早期技术恢复时钟和载波信号参考的方法特别适用于连续地，或至少是较长期间地发送数据信号，但这种方法不太适用于持续时间比较短地发送数据信号的无线电通讯系统中，例如在时间分割多通道和频率跳动的系统中。因接收机必须在特定频率和准确相位的本来就很短的时间间隔中短暂的初始前沿部分恢复参考。而在获得正确相位之前不可能可靠地完成相干调制或同步信号检波。已知的装置所以不太合适的理由是快速捕获参考相位事实上是属于从几百赫到近10兆赫接收机的中频等级的通常的频率选择，而数据信号的时钟频率1/T的通常值不大于几十赫。从频率叠加得到的频移键控信号中选择两个不连续的分量，在这种中频范围需要两个很窄的通带滤波器，因为它们的中心频率只差一个等于时钟频率1/T的数。用一个很窄的通带滤波器，不仅需要精确的调谐，而且随之而来的是延缓了获得正确参考相位，当这种窄通带滤波器如早期技术装置中以相锁环那样实现时，这最后涉及的问题还要进一步恶化。当初始相当板近于相位检波器特性的不稳定的零值时，因而相位检波器输出信号很小。相锁环可能由于延长时间而定位在不正确的相位上。快速捕获载波相位的问题可利用非相干调制器，如监频器来克服，但快速捕获时钟相位问题仍然存在。
上面就快速频移键控信号的问题叙述了。它们维持了非常普通的方法。更特别的是得到了一个有调制指数m＝0.5和恒幅的角度调制载波信号那样一类调制方法。这类恒色络调制方法对无线电通讯应用是特别有吸引力的。因为他们经济地应用了有效的带宽和借助于非线性振幅传输功能的电路元件以达到高功率能力的适应性。这类调制方法的已知代表是驯化频率调制、高斯最小漂移键控和通用驯化频率调制。这些已分别在电机与电子工程师学会学报，通讯类26卷5期、1978年5月、534～542页和1981年7月的通讯类29卷7期、1044～1040页，以及获利甫研究通报的1982年，37卷4期165～177页上叙述了。
B、发明摘要本发明的目的在于提供前段(A)文中叙述的典型装置，此装置在开始接收信号后比较短的时间内产生一个时钟信号以达到足够可靠的符号检波与再生，以及其在设计和实际用到的电器功能构成上没有特殊要求。
按照发明装置，特微在倍频四含有一个已说及的调制信号用硬的限制器;
一个联至限制器并调谐到载波频率fc和品质因数Q≤10的第一通带滤波器;
一个联到限制器和第一通带滤波器的平衡调制器;
以及一个联制调制器并调谐到2倍载波频率fc，和有品质因数Q≤10的第二通带滤波器。
而其中发生电路包括有一个使滤波、倍频后的调制信号转变成接近两倍时钟频率2/T量级的较低的载波频率fo的变频器，它联到倍频器上。
一个联到变频器并调谐较低的载波率fo具有品质因数Q≤10的带阻滤波器。
以及一个联至带阻滤波器的方法成形电路。
C、附图简略说明本发明的具体装置及其优点现将以参照附图实例的方法来详细说明，其中图1示出了角度调制载波信号接收机的通用方框图。
图2示出了适用于图1接收机的从调制指数m＝0.5的角度调制载波信号来恢复时钟信号的早期技术装置的方框图。
图3示出了一些说明图2装置的工作的频谱图。
图4示出了适用于图1接收机的从调制指数m＝0.5的角度调制载波信号来恢复时钟信号的本发明装置的具体方框图。
图5示出了说明图4装置工作的一些频谱图。
图4的装置可联接到其他的一些角度调制载波信号接收机电路，图6示出了说明其方法的方框图。
D、具体装置描述D(1)概述图1示出了响应于时钟频率1/T的数据信号而产生的载频fc的角度调制载波信号接收机的通用方框图。在天线1和数据检波器2之间的接收机主信号通道包括由射频和中频级4，5组成的输入段3的串级装置，用以从射频带载频后变成中频带载频Fc的接收信号频率和放大中频信号，一个由监频器与低通滤波器T组成的非相干信号调制器6以衰减数据信号基带以外的信号分量。
另外，图1的接收机包括一个具有频率1/T的恢复时钟信号装置8。数据检波器2利用这个时钟信号以控制同步数据符号的检波和恢复。时钟恢复装置8可如图1虚线所示地联到监频器6的输出端。它在上面A段中涉及的关于通用驯化频率调制的刊物上揭示3(参看图8)。但从快速捕获时钟信号的观点，图1中的装置8联到中频级5的输出端上，以便尽可能地扩大主信号电路中恢复时钟信号的时延来取得尽可能多的利益。这样联接模式，正如从A段中述及的关于快速频移键控的刊物上(参看图3)所得知的一样。
图2示出了调制指数m＝0.5的角度调制载波信号来恢复时钟信号的装置8的方框图。它可应用于图1中的接收机。在上面说到的刊物上已叙述了(参看图4)。
图2的装置8包括一个倍频器10，使调制指数m＝0.5的调制信号和中频带载波频fc形成方波以获得调制指数m＝1的调制信号。m＝0.5的调制信号功率密度波谱P除此之外，在频率22fc-1/(2T)和2f-1/(2T)之间还有不连续的分量。图3中的a图示出了这种持续波谱P的例子。页准确地说是对参数B＝0.62和r＝0.36的通用驯化频率调制信号情况的。典型的通用驯化频率调制信号是以发射机中调制滤波器来微表的。发射机由一个有3个系数A、B、A的横波滤波器(此处2A+B＝1)和一个低通导滤波器组成。此低通导滤波器满足第三乃奎斯特(Nyquist)判据，和有上外余弦的特性，以及满足第一乃奎斯特判据的滚开因子r(参考说及的刊物上关于通用驯化频率调制第2节)。
为了发生带时钟频率1/T的信号分量，图2中装置8利用了倍频器10输出信号中出现的两个不连续的分量。因而发生电路11联至倍频器10，借助于窄通带滤波器12和13来选择这两个不连续的分量。它们的中心频率分别等于2fc-1/(2T)和2fc+1/(2T)。它们各自的滤波器特性H1(f)和H2(f)图示于图3的b图中。在发生电路11中，滤波器12和13输出端上选出的信号在混频电路14中彼此叠加。此后利用一个简单的低通滤波器15从和频4fc的混合物中分选出差频1/T的混合物。为了得到足够小的相位跳动的时钟信号，利用一个时钟滤波器16衰减邻近的信号分量，从差频1/T的混合物中选出时钟信号分量。时钟滤波器16的输出信号加到脉冲成形器17上，以产生适合图1中的控制数据检波器2的时钟脉冲信号。
正如A段中说及的一样，结合数据传输用时钟频率1/T的常规范围(已设定载频)，接收机中频带的通常选择的结果是图2中两个滤波器12、13必须有很窄的通带。因其中心频率大致处在较高的2倍载频2fc上，有一个等于较低的时钟频率1/T的相互距离。如此极窄的通带滤波器12、13在建立并维持精确的调谐方面要求很严格，而且由于信号传播的重大时延，以致在低通带滤波器15的输出端捕获时钟信号分量的适当相位只能报缓慢地进行。当这些滤波器12、13为相锁环型式时，调谐问题变得不太重要。但由于相锁环的出现，捕获问题恶化。另外，对它的正常惯性，一种可表现为“停止”的效应。这种现象是由于初始相位误差落到极近于不稳定的相位检波器特性的零点而发生的。因此，相位检波器产生的误差信号非常小。相锁环回到稳定的零点的速度取决于误差信号。
若误差信号很小，则恢复速度很慢，由于初始相位误差极近于不稳定的零点，则在最后拉入正确相位之前，相锁环趋向于在错误相位驻留一个延长时间。这个“停止”效应意味着一种捕获的企图慢得反常地进行。这个性质在以极短的时间间隔发射数据信号的无线电通讯系统中应用(时间分割多通道中的脉冲，频跳中跳动传输)是不容许的。它需要在短时间间隔中小部分的初始前沿时间内快速捕获。
D(2)叙述图4中的装置图4示出了按本发明的装置8的方框图，它在开始信号接收后很短的时间内产生一个合适的时钟信号，使数据检波器2中得到一个足够可靠的符号检波和恢复。这个装置8，在设计和所用到的各种电路功能的实际实现中不附加特殊的要求。图4的各个部分都对应于图2它们有相同的参照数字。
图4中的倍频器10包含一个载频fc的角度调制信号和调制指数m＝0.5的硬的限制器20。为了选择频率fc的稳定的限制信号的基波，硬的滤波器20联到品质因数Q≤10的第一通带滤波器21。滤波器21与限制器20的输出信号分别加到平衡调制器22的信号和载波输入端。为了在调制指数m＝1的频率2fc时选择倍频调制信号，平衡调制器22联到也有品质因数Q≤10的第二通带滤波器23上。
图4中的发生电路11包括一个变频器24，它联到信频器10，使被选频率2fc调制信号变成频带接近两倍时钟频率2/T的较低载波频率fo。因而图4中的变频器24包括一个电源25，以便产生一个恒幅、恒频(2fc+fo)的载波信号。这个信号与频率2fc的倍频器10的输出信号在混频电路26中叠加。然后用一个简单的低通滤波器27，从和频4fc+fo的混合物中分离出差频fo的混合物。在图4的发生电路11中，为了衰减具有调制指数m＝1的变频，调制后的信号频率fo的中心部分的信号分量，品质因数Q≤10的带阻滤波器28联接到变频器24。为了产生一个有时钟频率1/T的信号分量，带阻滤波器28的输出信号现提出了方波形成程序，为此目的，一个方波形成电路29联到图4中的带阻滤波器28。这方波形成电路29可能是平衡调制器的型式，他的信号和载波载入两者均接收带阻滤波器28的输出信号。
和图2中的方法类似，生成的时钟信号分量的选择，在图4中是借助于时钟滤波器16以衰减近的信号分量。从而获得相位不稳性足够低的时钟信号，然后将选出的时钟信号加到脉冲形成器17上，以产生时钟脉冲信号，控制图1中的数据检波器2。
图4的装置8的工作，现参照图5的曲线图来说明。再更具体地说，此曲线图是在参数B＝0.62和r＝0.36的通用驯化频率调制信号情况下得到的。因此，具有调制指数m＝1的倍频信号和中频带载频2fc(其波谱P示于图3的a图中)又出现在图4中的倍频器10的输出上。在变频器24中频率变换的结果，产生具有调制指数m＝1的调制信号，并且和图3中a图的波谱P的形状相同，但现在的载频fo低得多。这个连续波谱P示于图5中的a图中(对fo＝2/T的情况)，因而不连续分量发生在频率。
fo-1/(2T)＝2/T-1/(2T)＝3/(2T)fo+1/(2T)＝2/T+1/(2T)＝5/(2T)(1)用变频器24的输出信号加到中心频率为fo的带阻滤波器28上，其滤波特性H3(f)以dB表示在图5的b图中，对fo＝2/T及Q＝10的情况，方波形成电路29得到一个输入信号S(t)。它有频谱Ps，其图形如图5的c图所示。
假设信号S(t)为两个双边带调制信号的和，它们有各自的载频fo-1/(2T)和fo+1/(2T)，并认为有图5中c图的频谱Ps那样形态，则这信号S(t)可写成。
S(t)＝A(t)·〔π(2fo-1/T)t+φ(t)〕+B(t)·〔π(2fo+1/T)t·+Q(t)〕 (2)此处A(t)与B(t)表示各自的振幅变化，它随数据信号的时间曲线变化，而φ(t)和Q(t)表示各自的相位调制，它也随这个数据信号时间曲线变化。为了易于检验，平方(2)式的信号S(t)，结果产生信号〔S(t)〕2。它除有f＝0，2fo-1/T，2fo+1/T的项之外，还有一个频率f＝1/T的C(t)项，它是C(t)＝A(t)·B(t)·Cos〔2πt/T+Q(t)-φ(t)〕 (3)当选取f1＝2/T时，下一个高次项处于频率f＝2fo-1/T＝3/T。因此，对选择(3)式的信号C(t)，只要有中等数值的品质因数Q(Q～30)的时钟滤波器16就够了。
在数据传输的正常情况时，被发送的数据符号的可能值有相等的可能性(借日期编码器来保证，关于这点，对许多实际应用的数据传输系统也都讲述了)。A(t)与B(t)的平均值实际上相等，而差值Q(f)-φ(f)的平均值非常近似于常数。因而由时钟滤波器16选取(3)式的信号C(t)，对图1中数据检波器2的可靠控制来说，正如广泛实验所证实的那样，总是有足够高的幅值和足够低的相位不稳定性。
此外，图4中装置8的时钟信号，在开始信号接收后极短时间内就已可用。这个优点对需快速获得可靠的时钟信号的时钟分割多通道或频跳系统是特别重要的。它是图4装置8直接导致的结果。和图2中装置8相反，它不需要具有非常窄的通带和非常高的品质因数Q的、因而在信号输送中产生长时间时延的滤波器。然而本身限定要有低值的品质因数Q(对滤波器21、23及28时Q≤10)或中值的品质因数Q(对时钟滤波器Q～30)，因而在信号传输中产生的时延极小。利用这种低值或中值品质因数Q的滤波器的另一优点是在建立与保持精确调谐方面几乎没有重大的附加要求，因为滤波器的输出信号对调谐偏差的敏感性极小。在这种电路中，其优点还在于可将品质因数Q～30的时钟滤波器16用每个有品质因数Q～6的两个滤波器串联电路形式来实现。
利用限制器20作为图4中装置8的输入电路将得到进一步的利益。特别是在移动式无线电通讯系统中，因为接收信号的强度可能在一个巨大的动态范围内变动，而应用硬的限制器就避免了需要在如此巨大的动态范围内工作的其他电路，其中包括时钟恢复电路在内。因而显著地简化了图4的装置8中一些功能电路的设计与实际实现。此处考虑的调制方法，例如通用驯化频率调制和高斯最小偏移键控。装置8的输入信号可以看作一个窄带频率调制信号，并且如众所周知，硬的限制器并不影响信号中所含有的信息。此外，一个碗的限制器几乎不影响输入信号的信燥比SNR。当限制器的输出的信燥比SNRO对输入的信燥比SNR1的比值为K时，其变化仅从SNRo→O的K＝π/4到SNRi→∞的K＝2。
如果考虑到上述理由和图6所示的模式，在接收机主信号通径上已有一个处于监频器6前面的硬限制器，则装置8的倍频器10不需应用如图4那样的分离限制器20。而第一通带滤波器21可联至已示出的限制器30的输出端。
图6进一步示出了用简单办得到多么强的恢复时钟信号的长期稳定性。这个简单的办法是联接一个合适的相锁环电路31到装置8的输出端，和联接装置8的输出端和相锁环电路31经双投开关32到数据检波器2的时钟输入端。当相锁环电路31的捕获时间相当长时，装置8输出端的可用时钟信号直接加到数据检波器2上，而在这个时期之后，时钟信号加到相锁环电路31的输出上。因大多数的相锁环电路现在也适合发生锁定指示信号，这锁定指示信号可用以控制开关32。
为了说明根据本发明的实测得到的优点，若干涉及的测量结果是按照图6的电路图及对时钟频率1/T＝16千赫的二元数据信号实际实现通用驯化频率调制接收机发现的，在限制器30的输出端和装置8的输出端之间的时钟信号通经中测得总时延约等于10T，它大部分是由于时钟滤波器16引起，而在限制器30和数据检波器2之间的主信号通径中测得的时延约等于3T。因而可靠的信号检波能在大约7T之后已开始。原则上讲，这一特别低的7T值，还可以用减少时钟滤波器16的品质因数Q来进一步降低，但实际上这种降低片几乎没有意义，因为当减少品质因数Q时，恢复时钟信号的相位不稳定性随之增加。为此，小于T/10的峰值，发现处于时钟滤波器16的品质因数Q～30的地方。
勘误表
勘误表
勘误表
权利要求
1.本装置是为角度调制载波信号接收机恢复时钟信号用的，其角度调制载波信号是响应于给定时钟频率1/T的数据信号而产生的，它具有载波频率fc和调制指数m=0.5，装置包括一个说过的调制信号倍频用的倍频器；一个从倍频调制信号产生时钟频率1/T的信号分量的发生电路；一个选择发生的时钟信号分量的时钟滤波器；一个为产生响应于选择信号分量的时钟脉冲信号的脉冲成形器。其特点是倍频器包括一个说过的调制信号的硬的限制器；一个联到限制器和调谐到载波频率fc的并有品质因数Q≤10的第一通带滤波器；一个联到限制器和第一通带滤波器的平衡调制器；以及一个联到调制器和调谐到2倍载频2fc，并有品质因数Q≤10的第二通带滤波器。其中发生电路包括一个联到倍频器变频器，使经过滤波、倍频调制信号变成接近于两倍时钟频率2/T量级的较低的载波频率fo。一个联到变频器和调谐到较低载波频率fo，并有品质因数Q≤10的带阻滤波器。以及一个联到带阻滤波器的方波成形电路。
2.按顾权利要求
1中所申请的装置，特点在于倍频器的硬的限制器是由一个设置在上述调制信号用的调制器前面的接收机主信号通径中的限制器构成。
专利摘要
一个从具有调制指数m＝0.5的角度调制载波信号恢复频率1/T的时钟信号装置，包括一倍频器，一从倍频信号发生时钟信号分量的电路，一选择发生的时钟信号分量的时钟滤波器和一发生时钟脉冲信号的脉冲成形器。倍频器包括一硬的限制器，一联到限制的第一通带滤波器，一联到限制器和第一通带滤波器的平衡调制器，及第二通带滤波器；发生器电路包括一变频器，一带阻滤波器，及一联到带阻滤波器的方波成形器。
文档编号H04L7/02GK85103366SQ85103366
公开日1987年2月18日 申请日期1985年5月13日
发明者钟嘉生 申请人:菲利浦光灯制造公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan