专利名称：防止解码误判的分集接收装置和用于防止解码误判的分集接收装置中的时钟发生电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线电通信机中所使用的分集接收装置和分集接收装置中所使用的时钟发生电路。
背景技术：
以往，数字式无线电通信机是用与信息相当的基带信号来调制载波以进行信息传送。这种数字调制有多种方式，如按照基带信号来改变载波信号振幅的调幅式(ASKAmplitude Shift Keying，幅移键控)、按照基带信号来改变载波频率的调频式(FSKFrequency ShiftKeying。频移键控)、按照基带信号来改变载波相位的调相式(PSKPhase Shift Keying，移相键控)，以及按照基带信号分别独立改变载波的振幅和相位的正交调幅式(QAMQuadrature AmplitudeModulation)等。
使用这种数字调制方式，接收方的无线电通信机在接收到调制信号以后要对它进行与调制相反的处理来解调出信息。大家知道，这样的数字调制和解调方式，在用于诸如移动通信等场合，在无线电波发生反射和散射等的影响下，接收信号的电平会剧烈变化而发生衰减，致使接收性能显著恶化。补救接收电平因衰减而降低的一个有效方法，是使用多个接收系统来接收同一信号，然后再把所接收到的多个信号加以合成而得到一个高品质的接收信号；这样的分集接收方式已经实际化。
分集接收方式也有多种，即在各接收系统中选择最大接收电平的接收信号来加以解调的选择合成方式、把各接收系统收到的信号按等电平合成后再加以解调的等增益合成方式以及把各接收系统收到的信号按信号电平成比例地加权合成后再加以解调的最大比合成方式。
在这三种方式中，以最大比合成方式效果最好，因为它在合成各个接收信号时，对接收电平较大从而噪声的影响较小的信号相应地赋予了较大的权重。
下面对采用最大比合成方式的分集接收装置作一说明。
图8是最大比合成方式分集接收装置的结构图。
该分集接收装置在接收到经过QPSK调制处理的发送数据以后，通过对它进行QPSK解调和最大比合成来实现数据信号解码。
这里，QPSK指的是一种二位四值传送制式，系按照二位基带信号对两个正交载波分别进行相位调制，再把调制后的这两个调制信号相加并发送出去。在接收装置方面，需进行与此QPSK调制相反的操作才能得到对应于每一个符号的二位四值数据。
在图8所示的分集接收装置的结构中，包括相位解调单元329～332、I分量ROM317～320、Q分量ROM321～324、I分量加法器325、Q分量加法器326、判别单元327和时钟发生单元328。
相位解调单元329～332的作用是检测出所接收到的接收信号的相位与它前一符号的相位之间的相位差，输出相位数据θk(k＝1，2，3，4)。这里，k＝1，2，3，4，分别对应于相位解调单元329、330、331和332。
具体说来，相位解调单元329由输入端301、相位检测单元305、相位延迟单元309和相位加法单元313组成，它构成一个对应于PSK(移相键控)调制方式的相位检波型延迟检波器。
在输入端301，输入到此装置的是借助A/D转换器或者限幅器等已数字化了的接收信号。
在相位检测单元305，把输入到输入端301的接收信号与图中没有画出的本地振荡器的相位加以比较，然后输出数字化了的检测相位值。即，由于相位检测单元305只要检测接收信号的相位分量，而不须处理信号的振幅分量，所以在这里不需要使用线性放大器。
在相位延迟单元309，把来自相位检测单元的检测相位只延迟一个符号的时间，输出的是延迟后的相位。
相位加法单元313计算出上述的检测相位与延迟相位之间的相位差，输出相位数据θ1值。
相位解调单元330～332具有与相位解调单元329同样的內部结构，分别输出相位数据θ2～θ4。
I分量ROM317～320和Q分量ROM321～324分别对应于相位解调单元329～332而设置，它们依据合成系数Rk(k＝1，2，3，4)和相位数据θk(k＝1，2，3，4)输出接收信号的用合成系数Rk加权过的同相分量Rk2cosθk(k＝1，2，3，4)和用合成系数Rk加权过的正交分量Rk2sinθk(k＝1，2，3，4)。这里的合成系数，是代表利用相位解调单元329～332中各自的高频接收单元(未画出)检测出来的接收电平(RSSIReceived Signal Strength Indicator，接收信号强度指示器)的一种信号。
具体说来，I分量ROM317～320按照合成系数Rk(k＝1，2，3，4)的可能取值和相位数据θk(k＝1，2，3，4)的可能取值两者的一切组合预先存储同相分量的接收信号Rk2cosθk(k＝1，2，3，4)值。Rk和θk各自都有8位长，所以I分量ROM317～320存储有对应于28个Rk值和28个θk值两者的一切组合，即存储有216个Rk2cosθk值。一旦有合成系数Rk和来自相位加法单元313～316的相位数据θk分别输入进来，I分量ROM 217～320就会输出对应于它们二者组合的Rk2cosθk值。
与此类似，Q分量ROM321～324则按照合成系数Rk(k＝1，2，3，4)取值和相位数据θk(k＝I，2，3，4)取值两者的一切组合预先存储有正交分量的接收信号Rk2sinθk(k＝1，2，3，4)值。Q分量ROM321～324对应着28个Rk值和28个θk值两者的全部组合，即存储有216个Rk2sinθk值。一旦有合成系数Rk和来自相位加法单元313～316的相位数据θk分别输入进来，Q分量ROM321～324就会输出对应于它们两者组合的Rk2sinθk值。
I分量加法器325用来合成来自I分量ROM317～320输出的、已经过加权处理的同相分量的接收信号Rk2cosθk(k＝1，2，3，4)，输出所接收信号的同相分量合成信号。
Q分量加法器326则合成来自Q分量ROM321～324输出的、已经过加权处理的正交分量的接收信号Rk2sinθk(k＝1，2，3，4)，输出所接收信号的正交分量合成信号。
时钟发生单元328从I分量加法器325和Q分量加法器326输出的同相分量及正交分量的合成信号中选取出符号段，再根据选出的符号段生成时钟脉冲，以其作为判别单元327的判别计时基准。
判别单元327与时钟发生单元328生成的时钟脉冲保持同步，分别对从I分量加法器325和Q分量加法器326输出的同相分量的合成接收信号及正交分量的合成接收信号进行正负判别，输出具有二位四值的数据。
如上所述，现有的采用最大比合成方式的分集接收装置从接收信号中解码出数据。
然而，现有的分集接收装置在它的时钟发生单元328中，选取符号段的时刻有时会出现很大的偏移。当出现这种情形时，时钟发生单元328生成的时钟脉冲也会发生偏移。这样一来，与时钟脉冲同步进行判别的判别单元327当然也会根据与理想判别计时有偏离的判别计时来进行判别，结果便产生了误判。
发明內容为了解决上面提到的问题，本发明的目的是提供一种分集接收装置和一种用于分集接收装置的时钟发生电路，它们可以防止在时钟发生单元中发生符号段选取偏移，从而防止判别单元的误判。
为了达到上述目的，本发明的分集接收装置按照多个接收系统的每一个的接收信号各自的振幅分量分别对应的合成系数来加权合成，从合成后的接收信号中选取符号段和生成判别符号所需要的时钟脉冲。这种分集接收装置包括能够判断合成系数是否全都小于预设的某个阈值的判别装置；经上述判别装置判定为低于阈值时使上述合成系数一律放大的放大装置；以及利用放大后的合成系数来合成接收信号的合成装置。
如采用这种结构，当合成系数全都低于某个预定的阈值时，合成系数即一律放大，于是便扩大了合成后的接收信号的动态范围。因此，本分集接收装置在根据合成后的接收信号来选取符号段的时候，对于作为选取计时的零交叉点有很高的检测精度，防止了符号选取的偏移，从而也防止了时钟脉冲生成的偏移，结果便防止了与此时时钟脉冲同步对符号进行判别时所产生的误判。
上述合成系数的特征在于，可以是各接收系统所接收到信号的电场强度，也可以是表示各接收系统所接收到信号的可靠度参量中的某一个。
如采用这种结构，在本发明分集接收装置中，无论是接收信号的电场强度还是表示接收信号的可靠度的参量，都可以用作合成系数。
还有，上述放大装置，是采用上述判别装置判断出上述合成系数全都小于上述阈值时，使所有的合成系数乘上一个常数。
如采用这种结构，本发明的分集接收装置便无需使用通用乘法器，而可以使用只进行常数倍数运算乘法器来放大合成系数，这样便达到减少硬件规模的效果。
而且，上述阈值与上述常数的特征在于，它们之间互成反比关系。
如采用这种结构，在本发明的分集接收装置中，当使用放大装置把合成系数一律增加一个常数倍时，合成系数不会超过它的上限。
另外，上述合成系数的特征在于，它可以用设定的位数表示，而且设n为1以上而不超过此设定位数的一个整数，那么，上述阈值就等于用上述设定位数所能表达的最大值2n的倒数，上述常数则等于2n。
如采用这种结构，本发明的分集接收装置中用于放大全成系数的乘法器，仅用一个移相器即可简单地构成。
本发明的分集接收装置根据多个接收的每一个的接收信号各自的振幅分量所对应的合成系数来加权合成，从合成后的接收信号中选取符号段并生成判别符号所需的时钟脉冲；它具有可以判断合成系数是否全都小于预设的某个阈值的判别装置；经上述判别装置判定为上述合成系数全都小于上述预设的阈值时使上述合成系数一律放大的放大装置；采用上述放大后的合成系数来合成接收信号的合成装置，利用经上述合成装置合成后的接收信号来生成与接收信号保持同步的时钟脉冲的发生装置。
如采用这种结构，由于当合成系数全都小于预设的阈值时合成系数被一律放大，扩大了合成后接收信号的动态范围。因此，在本分集接收装置中，当根据合成后的接收信号选取符号段时对于作为选取计时的零交叉点有很高的检测精度，可以防止符号选取的偏移，从而可以防止时钟脉冲生成时的偏移，同时也就防止了在与此时钟脉冲同步地判别符号时的误判。
本发明的分集接收装置根据多个接收系统的每一个的接收信号各自的振幅分量所对应的合成系数来加权合成，根据合成后的接收信号生成判别符号所需的时钟脉冲。它具有可以判断合成系数是否全都小于预设的某个阈值的判别装置；经上述判别装置判定上述合成系数全都小于上述预设的阈值时把上述合成系数全都放大成2倍的放大装置；使上述判别装置和乘法装置反复运作，直至经上述判别装置判定为放大成2倍后的合成系数经判别不再全部小于上述预设的阈值为止的控制装置；经上述判别装置判定为合成系数已经不再全部小于阈值时采用该时刻的合成系数合成接收信号的合成装置；利用经上述合成装置合成后的接收信号来生成与接收信号同步的时钟脉冲的发生装置。
如采用这种结构，本发明的分集接收装置同样也具有前面所说的那种效果。
本发明的时钟发生电路是专门为按照多个接收系统的每一个的接收信号的振幅分量所对应的合成系数来加权合成的分集接收装置中所用的电路。它具有判断上述合成系数是否全都小于预设的阈值的判别装置；经上述判别装置判定为小于阈值时把上述合成系数放大的放大装置；采用上述放大后的合成系数来合成接收信号的合成装置；利用经上述合成装置合成的接收信号来生成与接收信号同步的时钟脉冲的发生装置。
如采用这种结构，当合成系数全都小于预设的某个阈值时，合成系数被一律放大，因而合成后的接收信号的动态范围得以扩大。因此，使用本时钟发生电路可以取得预期的效果，即根据合成后的接收信号选取符号段时对作为选取计时的零交叉点有很高的检测精度，可以防止符号选取偏移，从而防止时钟脉冲生成的偏移。
附图简述
图1示出作为本发明第1实施例的采用了最大比合成方式的分集接收装置的方框图。
图2为表示转换单元314更详细结构的方框图。
图3(a)表示的是输出到转换单元314的接收信号电平Ck(k＝1，2，3，4)值的图表，图3(b)表示的是从转换单元314输出的合成系数Tk(k＝1，2，3，4)值的图表。
图4为表示判别单元202更详细结构的方框图。
图5为表示图2中乘法器203～206各自更详细结构的方框图。
图6为表示第2实施例中转换单元314处理內容的流程图。
图7为以QPSK制式传送的相位数据的眼形图(对应每一调制相位同步地画出了多组相位数据)。
图8示出采用现有的最大合成比方式的分集接收装置的方框图。
发明的优选实施例(第1实施例)图1是作为本发明第1实施例的采用了最大比合成方式的分集接收装置方框图。
本装置将四个接收系统接收到的接收信号各自的同相分量和正交分量所对应的接收电平(RSSIReceived Signal StrengthIndicator，接收信号强度指示器)(即合成系数)来加权合成，然后，本装置对最终得到的同相分量的合成接收信号和正交分量的合成接收信号两者进行正负判别，得到并输出二位四值的解码数据。在此装置中，在对同相分量和正交分量的接收信号按照接收信号电平进行加权时，如果接收信号电平全都低于预设的阈值，则对接收信号电平一律进行放大，用于加权。此外，本装置进行正负判别，是从同相分量和正交分量的合成接收信号中选取出符号段，并根据此符号段来生成用作判别计时的时钟脉冲。
为了完成上述这些工作，本装置的结构中包括有转换单元314、相位解调单元329～332、I分量ROM317～320、Q分量ROM321～324、I分量加法器325、Q分量加法器326、判别单元327以及时钟发生单元328。
在转换单元314中，当有分别对应于相位解调单元329～332的接收信号电平Ck(k＝1，2，3，4)输入时，对接收信号电平Ck(k＝1，2，3，4)是否全都低于预设的阈值(即判断收到的四个接收信号电平中是否至少有一个电平大于预设的阈值)进行判别。如果判别结果断定接收信号电平Ck(k＝1，2，3，4)全都低于预设的阈值，则接收信号电平Ck一律放大，然后转换成合成系数Tk加以输出。如果判别结果为大于预设阈值的接收电平有一个以上时，转换单元314将接收电平Ck(k＝1，2，3，4)转换成合成系数Tk(k＝1，2，3，4)后输出。此处，输入到转换单元314的接收信号电平是由相位解调单元329～332內的高频接收器(未画出)检测到的信号，譬如说是用8位表示的数字数据。而且，在一律进行放大时，由于对四个接收信号电平是按照一个预设的倍率使之增大，四个接收信号电平仍能保持它们之间在放大以前的比例关系。
相位解调单元329～332检测出所收到的接收信号的相位与信号一个符号前的相位之间的相位差，把它作为相位数据θk(k＝1，2，3，4)输出。这里k＝1，2，3，4，分别对应各个相位解调单元329，330，331，332。
具体说来，相位解调单元329由输入端301、相位检测单元305、相位延迟单元309和相位加法单元313四部分组成，它们构成一个同PSK(Phase Shift Keying，移相键控)调制方式相对应的相位检波型的延迟检波器。
输入端301把接收信号通过A/D转换器或限幅器加以数字化以后输入本装置。
相位检测测单元305对从输入端301送来的接收信号与图中未画出的一个本地振荡器的信号两者进行相位比较，输出数字化的检测相位。由此可见，相位检测单元305只检测接收信号的相位分量，而无需检测振幅分量，从而在此处无需使用线性放大器。
相位延迟单元309把来自相位检测单元305的检测出的相位延迟一个符号时间，作为延迟相位输出。
相位加法单元313计算出上述检测相位和延迟相位两者的相位差，把它作为相位数据θ1输出。
相位解调单元330～332具有与相位解调单元329相同的內部结构，它们分别输出相位数据θ2～θ4。
I分量ROM317～320和Q分量ROM321～324成对地分别对应于相位解调单元329～332设置，它们根据合成系数Tk(k＝1，2，3，4)和相位数据θk(k＝1，2，3，4)输出按照合成系数Tk加权过的同相分量的接收信号Tk2cosθk(k＝1，2，3，4)和按照合成系数Tk加权过的正交分量的接收信号Tk2sinθk(k＝1，2，3，4)。
具体说来，I分量ROM317～320根据合成系数Tk(k＝1，2，3，4)可能的取值和相位数据θk(k＝1，2，3，4)可能的取值两者构成的所有组合，预先存储有大量按照合成系数Tk(k＝1，2，3，4)加权过的同相分量接收信号Tk2cosθk(k＝1，2，3，4)值。Tk和θk值均由8位构成，所以Tk和θk各自都有28个取值，于是，I分量ROM317～320中每一个都要存储Tk和θk两者全部组合数目那样多即216个上述计算结果。I分量ROM317～320在有合成系数Tk和来自相位加法单元313～316的相位数据θk分别输入时，它便输出相应于这二者组合的Tk2cosθk值。
同样，Q分量ROM321～324也根据合成系数Tk(k＝1，2，3，4)可能的取值的相位数据θk(k＝1，2，3，4)可能的取值两者全部的组合，预先存储有按照合成系数Tk(k＝1，2，3，4)加权过的正交分量接收信号Tk2sinθk值。Tk和θk值均为8位长，所以Q分量ROM321～324各自存储的上述计算结果的数量是28个Tk取值和28个θk取值两者的全部组合数，即216。当有合成系数Tk和来自相位加法单元313～316的相位数据θk输入时，Q分量ROM321～324便输出与该组合相应的Tk2sinθk。
I分量加法器325合成来自I分量ROM317～320的经过加权的同相分量接收信号Tk2cosθk(k＝1，2，3，4)，最后输出同相分量的合成接收信号。
Q分量加法器326合成来自Q分量ROM321～324的经过加权的正交分量接收信号Tk2sinθk(k＝1，2，3，4)，最后输出正交分量的合成接收信号。
时钟发生单元328由符号段选取单元333和PLL(Phase LockedLoop，锁相环)单元334构成，它根据I分量加法器325和Q分量加法器326送来的同相分量及正交分量的合成信号生成时钟脉冲，提供给判别单元327作为判别计时的基准。
更具体说来，符号段选取单元333是根据I分量加法器325和Q分量加法器326送来的同相分量和正交分量的合成接收信号来选取符号段。它通过判定同相分量及正交分量的合成接收信号的零交叉点来选取符号段。
PLL单元334则根据符号段选取单元333选出的符号段来生成时钟脉冲，提供给判别单元327作为判别计时的基准。
由此可见，时钟发生单元328是按照自同步的方式来生成时钟脉冲，即根据同相分量和正交分量的合成接收信号来生成与接收信号同步的时钟脉冲。
判别单元327对来自I分量加法器325和Q分量加法器326的同相分量及正交分量的合成接收信号分别进行正负判别，最后输出具有二位四值的数据；它在进行这种正负判别时，与时钟发生单元328送来的时钟脉冲保持同步。
判别单元327有可能发生误判，那是因为时钟发生单元328送来的时钟脉冲发生了偏移(时钟脉冲相位误差)。进入判别单元327的一旦是发生了偏移的时钟脉冲，判别单元327便按照偏离了理想判别计时的不准确计时进行判别，误判的概率会增大。
有鉴于此，为了防止误判，必须提高时钟发生单元328中生成时钟脉冲的精度。要提高时钟发生单元328生成时钟脉冲的精度，就要求在符号段选取单元333中非常准确地从合成接收信号选取符号段。在符号段选取单元333中选取符号段，送来的同相分量2和正交分量的合成接收信号的动态范围越大，对合成接收信号的零交叉点的判别精度就越高。
正因为如此，本发明的分集接收装置在接收信号电平全都低于预设的阈值时，便把接收信号电平一律放大，而且因为是把这种放大后的接收信号电平用作合成系数，因而不会使作为合成结果的同相分量和正交分量的合成接收信号的动态范围受损。
图2为表示转换单元314更详细结构的方框图。
转换单元314包括有判别单元202和乘法器203～206。它的这种结构，如图3(a)和(b)所示，可以在接收信号电平Ck(k＝1，2，3，4)全都低于阈值时用一个常数N把它们一律增大到N倍。此处，这个阈值最好设定为等于接收信号电平Ck的上限(即Ck可能取的最大值)的1/4～1/8。在本实施例中，把此阈值设定为接收信号电平Ck上限的1/4。而且，上述的常数N为1以上的数，最好是接收信号电平Ck阈值的倒数。在本实施例中，选择4。选择常数N与阈值有反比关系，接收信号电平Ck的常数N倍的值就不会超过接收信号电平Ck的上限。
当有四个接收信号电平输入时，判别单元202判断它们是否低于阈值。如果判断出四个接收信号电平中每一个都低于阈值，则输出表示这种意思的判别信号207。
在有来自判别单元202的判别信号207送入时，乘法器203～206为它们各自的Ck乘上一个常数N，再把得到的值作为合成系数Tk输出。这就是说，Tk＝Ck·N(k＝1，2，3，4)。如果乘法器203～206没有接收到来自判别单元202的判别信号，它们便把接收信号电平Ck作为合成系数Tk输出。
图4为表示判别单元202的更详细结构的方框图。
此判别单元202由比较电路401～404和“与”电路405组成。
比较电路401～404把各自接收到的Ck(k＝1，2，3，4)与阈值进行比较，如果阈值大于Ck，则向“与”电路405输出一个信号Sk(k＝1，2，3，4)。
“与”电路405如果接收到全部四个Sk(k＝1，2，3，4)信号，也就是说，如果Ck中的每一个都小于阈值，则输出判别信号207。
图5为表示上述乘法203～206各自更详细结构的方框图。
乘法器203～206每一个中均有八个选择器501～508，它能完成对输入的具有8位的Ck倍乘一个常数。
八个选择器501～508如果没有收到来自判别单元202的判别信号207，则把输入到它们各自输入端A的信号从X输出；如果收到判别信号207，则把输入到输入端B的信号从X输出。并行输入到选择器501～508输入端A的，是表示Ck的8位信号选择器501处在最高位，选择器508处在最低位。输入到选择器501～506输入端B的，则是表示Ck的8位信号中比相应各位低两位的信号；输入到选择器507和508的则是0。采用这种方法，乘法器203～206在没有判别信号207到来时输出的是Tk＝Ck，在有判别信号207到来时输出的是Tk＝Ck·4。
下面来说本发明第1实施例中具有上述结构的分集接收装置的工作原理。
图3(a)中给出了输入到转换单元314的接收信号电平Ck(k＝1，2，3，4)值的一个例子。在此图中，纵坐标上标出了合成系数的上限，以此上限1/4的值作为阈值。此图中的接收信号电平Ck，每一个都小于阈值。
转换单元314一旦接收到这些Ck，它其中的判别单元202便把接收信号电平Ck的大小与阈值进行比较。比较的结果是，接收信号电平Ck每一个都比阈值小，判别单元202于是向乘法器203～206送出表示这种意思的判别信号207。
乘法器203～206收到来自判别单元202的判别信号207，便把接收信号电平Ck向上移两位，从而输出成为4(22)倍的合成系数Tk值。在图3(b)中示出了当转换单元314收到的是图3(a)中的接收信号电平Ck时转换单元314输出的合成系数Tk值。
另一方面，相位解调单元329～332在有接收信号进入时，检测出接收信号中与除去振幅分量后的相位分量，再根据这个相位与延迟后的相位之间的相位差输出相位数据θk(k＝1，2，3，4)。
I分量ROM317～320和Q分量ROM321～324在同时收到上述的合成系数Tk和相位数据θk以后，分别输出Tk2cosθk和Tk2sinθk。
I分量加法器325和Q分量加法器326各自合成Tk2cosθk和Tk2sinθk，把合成结果的同相分量和正交分量的合成接收信号送往时钟发生单元328和判别单元327。
在此处，如果Tk的值比较小，那么同相分量和正交分量的合成接收信号的动态范围也会比较小，这将对时钟发生单元328中选取符号段产生不利影响，然而在本装置中，由于转换单元314能够对Tk进行放大，Tk2cosθk和Tk2sinθk的动态范围不至受损，因而不至产生不利影响。
判别单元327根据时钟发生单元328生成的高精度的时钟脉冲来对同相分量和正交分量的合成接收信号进行正负判别，最后输出解码数据。
(第2实施例)本实施例中的分集接收装置在大结构上与图1相同，只是转换单元314的內部结构有所不同。不同之处在于，换单元314是由微处理器或DSP(Digital Signal Porcessor，数字信号处理器)构成。
图6为表示本实施例中转换单元314对信号进行处理的流程图。
转换单元314在四个接收信号电平Ck(k＝1，2，3，4)进入后，把它们中间电平最大的信号值先存放在寄存器A中(步骤601)。将初值0代入变量N(步骤602)。接着，把寄存器A里存放的值与阈值(这里定为上限的1/2)进行大小比较。比较结果是，如果寄存器A中的值比阈值大(步骤603是)，则迳直跳到步骤606的处理，信号处理结束。比较结果是，如果寄存器A中的值比阈值小(步骤603否)，则首先在变量N上加1后又存入变量N中(步骤604)，然后把寄存器A中的值乘以2所得的值存入寄存器A，最后返回步骤603进行判断。在这个处理流程中，只要寄存器A中的值没有超过阈值，就一直重复步骤603～605的处理。寄存器A中的值一旦超过阈值(步骤603是)，便对四个接收信号电平进行Ck·2N(k＝1，2，3，4)计算，最后把计算结果取作合成系数Tk(k＝1，2，3，4)。
在本发明的第1和第2实施例中虽然将接收信号电平Ck作为接收信号电平(RSSI)信号，然而也可以不用接收信号电平信号而使用一个表示接收信号可靠度的参量(相疏系数)。
图7给出了QPSK制式中相位数据的眼形图(对应每一调制相位同步地画出了多组相位数据)。所谓相疏系数L1和L2，表示的是各组相位数据的判别点对理想判别点的似然值。相疏系数越大，则意味着越接近于理想的信号，亦即该接收信号中所含干扰波的比例越小。
如上所述，在本发明的分集接收装置中，它的转换单元314在判断出接收信号电平Ck的值全都小于阈值时，会把这些接收电平Ck的值一律加以放大，把放大后的值作为合成系数Tk输出。经过这样的处理，在通过I分量ROM317～320和Q分量ROM321～324以及I分量加法器325和Q分量加法器326以后输出的同相分量和正交分量的合成接收信号，就会在其动态范围不受损失的情况下送入时钟发生单元328。这样，在时钟发生单元內部，符号段选取单元333便可以根据动态范围扩大后的同相分量和正交分量的合成接收信号来高精度地选取符号段，而PLL单元334则根据这样的符号段来生成精度非常高，亦即与原接收信号严格保持同步的时钟脉冲。结果，判别单元327便可采取基于高精度的时钟脉冲的比较理想的判别计时进行判别，因而发生误判的概率降低了。
产业应用的可能性本发明的分集接收装置，即使在接收信号电平很低的场合，它能通过防止时钟发生单元在生成时钟脉冲时产生偏移来防止判别单元发生误判，因而特别适用于接收信号电平因衰减等因素而容易变坏的移动通信设备。
权利要求
1.一种分集接收装置，对它的多个接收系统中每一个的接收信号按照各自的振幅分量所确定的合成系数来加权合成，基于合成后的接收信号选取符号段和生成判别符号所需的时钟脉冲，其特征在于，具备判断合成系数是否全都小于预设的阈值的判别方法；按照上述判别方法判断出上述合成系数全都小于阈值时，对这些合成系数一律放大的放大方法；以及用上述放大后的合成系数合成接收信号的合成方法。
2.如权利要求1所述的分集接收装置，其特征在于上述合成系数是每个接收系统所接收到的信号的电场强度和表示每个接收系统收到信号的可靠度的参量中的某一个。
3.如权利要求2所述的分集接收装置，其特征在于上述放大方法是在用上述判别方法判断出上述合成系数全都小于上述的阈值时，把所有合成系统全都乘以一个常数。
4.如权利要求3所述的分集接收装置，其特征在于上述常数与上述阈值互成反比关系。
5.如权利要求4所述的分集接收装置，其特征在于设n取1以上而不超过预设的位数的一个整数，上述阈值是用上述预设位数所能表示的最大值2n的倒数，而上述常数是2n。
6.一种分集接收装置，对它的多个接收系统中每一个的接收信号按照各自的振幅分量所确定的合成系数来加权合成，基于合成后的接收信号选取符号段和生成判别符号所需的时钟脉冲，其特征在于判断合成系数是否全都小于预设的阈值的判别方法；按照上述判别方法判断出上述合成系数全都小于阈值时，对这些合成系数一律放大的放大方法；用上述放大后的合成系数合成接收信号的合成方法；以及用上述合成方法所合成的接收信号来生成与接收信号同步的时钟脉冲的时钟发生方法。
7.如权利要求6所述的分集接收装置，其特征在于上述合成系数是每个接收系统所接收到的信号的电场强度和表示每个接收系统收到信号的可行度的参量中的某一个。
8.如权利要求7所述的分集接收装置，其特征在于上述放大方法是在用上述判别方法判断出上述合成系数全都小于上述的阈值时，把所有合成系数全都乘以一个常数。
9.如权利要求8所述的分集接收装置，其特征在于上述常数与上述阈值互成反比关系。
10.如权利要求9所述的分集接收装置，其特征在于设n取1以上而不超过预设的位数的一个整数，上述阈值是用上述预设位数所能表示的最大值2n的倒数，而上述常数是2n。
11.一种分集接收装置，对它的多个接收系统中每一个的接收信号按照各自的振幅分量所确定的合成系数来加权合成，基于合成后的接收信号选取符号段和生成判别符号所需的时钟脉冲，其特征在于判断合成系数是否全都小于预设的阈值的判别方法；按照上述判别方法判断出上述合成系数全都小于阈值时，把这些合成系数全都加以2倍放大的放大方法；只要判断出上述合成系数仍然全都小于上述预设的阈值，便一直反复进行判断操作和乘法操作的控制方法；用上述判别方法一旦判断出上述合成系数不小于阈值，便用判断时刻的全成系数合成接收信号的合成方法；以及用上述合成方法所合成的接收信号来生成与接收信号同步的时钟脉冲的时钟发生方法。
12.如权利要求11所述的分集接收装置，其特征在于上述合成系数是每个接收系统所接收到的信号的电场强度和表示每个接收系统收到信号的可靠度的参量中的某一个。
13.一种时钟发生电路，它用于对多个接收系统中每一个的接收信号的振幅分量所确定的合成系数来加权合成的分集接收装置中，其特征在于判断上述合成系数是否全都小于预设的阈值的判别方法；按照上述判别方法判断出上述合成系数全都小于阈值时，对这些合成系数全都加以放大的放大方法；用上述放大后的合成系数来合成接收信号的合成方法；以及用上述合成方法所合成的接收信号来生成与接收信号同步的时钟脉冲的时钟发生方法。
全文摘要
本发明的课题是一种分集接收装置,对它的多个接收系统中每一个的接收信号根据各自的振幅分量所确定的合成系数来加权合成,基于合成后的接收信号选取符号段和生成判别符号所需的时钟脉冲。它具有当判定合成系数全都小于预设的阈值时对合成系数一律放大的转换单元314,还有用放大后的合成系数来合成接收信号的I分量ROM317～320和Q分量ROM 321～324以及I分量加法器325和Q分量加法器326。
文档编号H04L7/033GK1337113SQ98814400
公开日2002年2月20日 申请日期1998年12月25日 优先权日1998年12月25日
发明者饭沼敏范 申请人:三洋电机株式会社