专利名称：电子电路和操作高压灯的方法
技术领域：
本发明涉及一种电子电路和在点火模式和正常工作模式下操作高压灯的方法。
这种电路可以由现有技术，如由US 4,734,624，已知。由所引用US文献已知的电路在图7中示出并在下面详细描述。它包括DC-AC变换器，该变换器包括四个晶体管I1、I2、I3和I4，其中晶体管I2和I3及I1和I4分别串联，从而每次都形成一个半桥。这两个半桥并联在工作电位(+)和参考电位(-)之间。续流二极管21-24与各个独立的晶体管I1-I4并联。半桥充当DC-AC变换器并为高压灯在点火模式或正常工作模式下的工作提供合适的AC电流。高压灯本身构成串联电路的一部分，该串联电路包括第一线圈1，然后是高压灯L，然后又是第二线圈3。这个串联电路连接在两个半桥的输出S和T之间。该串联电路包括与高压灯L和第二线圈3并联的电容器2。
只要高压灯还没有点燃，它就代表所述串联电路中断。但是，这种中断由电容器2连接，从而两个半桥是由电容器2互连的。因此，两个半桥的独立工作是不可能的，在高压灯L的未点燃状态下也是一样。
第一线圈1和电容器2应该确定为适合正常工作模式的尺寸，从而它们可以充当从灯电流中过滤掉AC成分的滤波器。在这个过程中，即两个晶体管I2和I3的开关频率显著高于由第一线圈1和电容器2构成的谐振电路的谐振频率，它们无疑不能工作在谐振模式。
与此形成对照的是，在点火模式下第一线圈1和电容器2应该工作在它们的谐振频率，从而产生点燃高压灯L所需的高电压。为此，有必要将电容器2构造成耐高压，即几kV。此外，第一线圈1的尺寸应当确定为即使当加载点火电流时它也不会进入饱和状态，其中点火电流大约比正常工作时的电流强10倍。
现有技术实施方案显示与正常工作模式相比，完全不同的元件尺寸确定，尤其是第一线圈1和电容器2的尺寸确定，对于点火模式是必须的。因此，由现有技术已知并在图7中示出的电路基本上可以有效地用于点火模式或正常工作模式。事实上有可能利用图7的电路结合点火模式和正常工作模式，但是在这种情况下，如果同时也要能够实现点火模式，则对于正常工作模式，第一线圈1和电容器2必须超大尺寸。
图7电路的另一个缺点是由于两个半桥没有去耦，而是通过电容器2耦合在一起，因此在开关元件11...14开关期间出现的强高频同步干扰电压可以不经检查就发送到高压灯L的连接线121、122。最终，损耗将在晶体管I1...I4开关期间出现，该损耗与开关频率成正比，开关频率越高，损耗就越高。在图7电路中没有采取减少这些损耗的措施。
从所引用的US专利开始，本发明的一个目的是开发向其中所公开的高压灯供电的电路，使得有可能既用于高压灯点火模式又用于正常工作模式，即稳定的持续工作，而不需要电路元件必须超大尺寸。
这个目的是通过权利要求1的特征定义实现的。更精确地说，本发明的这个目的是通过由图7已知的电容器2，下文中指第一电容器，从第一线圈和高压灯之间的连接点切换到参考电位或工作电位及通过提供从高压灯和第二线圈之间的连接点切换到参考电位或工作电位或者与高压灯并联的第二电容器实现的。
根据本发明的电容器布置从原理上实现了，即至少只要高压灯还未点燃，两个半桥以去耦方式工作。根据本发明，由于至少高频成分可以通过公共的连接点，即第一线圈和高压灯之间的连接点，以及这种情况下还有第一电容器，除去，因此这对于第二电容器与高压灯并联的情况也是正确的。
上述两个半桥的去耦使得有可能实现第一谐振电路，指滤波电路，和第二谐振电路的独立构造和尺寸确定，第一谐振电路包括尤其是在工作模式下从灯电流中过滤掉高频成分的第一线圈和第一电容器，而第二谐振电路包括在点火模式下点燃高压灯的第二线圈和第二电容器。通过从灯电流中过滤掉高频成分，第二线圈在工作模式下实现附加的滤波功能。
因此，根据本发明的电路使得有可能通过独立的电路元件，即滤波电路和第二谐振电路，既能在正常工作模式下实现滤波功能又能在点火模式下实现点火功能。这两个谐振电路是彼此独立地进行尺寸确定和工作的。根据本发明，由于滤波电路不一定也要实现点火功能，因此尤其是滤波电路中第一线圈和第一电容器的超大尺寸是不必要的。
此外，根据本发明，至少对于高频成分，高压灯的两个端子通过第一和第二电容器连接到工作电位或参考电位。以这种方式，在半桥中，例如由于开关元件的开关，出现的高频干扰尖峰在到达高压灯之前就已经通过电容器自动、方便地除去了。因此，通过高压灯本身的实际电流有利地至少基本上没有HF干扰尖峰。这样供电还使得高压灯也没有DC干扰电压。
为了减少半桥的晶体管中的开关损耗，在附加权利要求中提出了与晶体管并联的电容器布置的各种实施方案。
有利地，根据本发明的电路包括用于调节通过高压灯的电流幅值的电流控制。
此外，上面提到的本发明目的还通过如权利要求8所述操作高压灯的方法实现。这种方法的好处基本上对应于上面提到的电路的好处。除了这些好处，所述方法还提供了不仅以其自然谐振频率而且可选地还以其谐振频率的奇数分之一操作第二谐振电路L2、C2的可能性，这样做的好处是点火模式下，尤其是第二个半桥开关元件中，的损耗明显减少了。
根据本发明的电路及根据本发明操作它的方法的其它有利实施方案是附加权利要求的主题。
本发明在7个图中进行了说明，其中
图1示出了根据本发明电路的第一种实施方案；图2示出了点火模式下谐振激励过程中的灯电压；图3示出了高压灯在上升阶段的灯电流；图4示出了正常工作模式下正半波中的灯电流；图5示出了根据本发明电路的第二种实施方案；图6示出了所述电子电路的第三种实施方案；及图7示出了由现有技术已知的操作高压灯的电路。
所述电路的优选实施方案的硬件结构将在下面参考图1详细说明，随后参考图2至4说明它在各种工作模式下的工作。
图1示出了根据本发明在各种工作模式下，尤其是点火模式、上升模式和正常工作模式，操作高压灯120的电子电路100的一种优选实施方案。
电路100包括DC-AC变换器，该变换器包括在所述工作模式下向高压灯120提供合适交流电流的第一半桥110-1和第二半桥110-2。第一半桥110-1包括两个串联的开关元件，优选地是功率晶体管T1、T2，DC电压VDC施加到这个串联结构。该DC电压是由工作电位(+)和参考电位(-)之间的电位差给出的。第二半桥110-2构造成与第一半桥110-1对称。第二半桥110-2包括两个串联的开关元件，优选地是功率晶体管T3和T4，第二半桥110-2与第一半桥110-1并联到所述DC电压VDC。
除了两个半桥110-1、110-2，根据本发明的电路100还包括将第一半桥110-1的输出112-1连接到第二半桥110-2的输出112-2的串联结构。该串联结构包括第一线圈L1，然后是通过第一供电线121连接的高压灯120，然后又是第二供电线122和第二线圈L2。未连接到高压灯120的第一线圈L1的连接端子连接到第一半桥110-1的输出112-1，而未连接到高压灯120的第二线圈L2的连接端子连接到第二半桥110-2的输出112-2。
第一电容器C1连接在从第一线圈L1和高压灯120的连接点到工作电位(+)(图1中未示出)或参考电位(-)的路径上。此外，第二电容器C2连接在从高压灯120和第二线圈L2的连接点到工作电位(+)(图1中未示出)或参考电位(-)的路径上或者与高压灯120并联(图5所示)。
图1所示根据本发明的电子电路的实施方案还包括几个实现灯电流电平控制的元件。为此，在第一线圈L1和第一电容器C1的连接端子之间提供传感器设备130，用于产生表示通过第一线圈L1的电流电平的电流传感信号。这个电流传感信号提供给比较设备140，该比较设备将由该电流传感信号表示的通过第一线圈L1的电流电平和给定的参考电流值IR进行比较，从而依赖比较结果产生一个实现对第一半桥110-1开关元件T1、T2的适当控制的控制信号。更具体而言，所述控制信号布置成可以改变第一半桥110-1的单个开关元件T1和/或T2的占空比，从而通过第一线圈L1的平均电流值被调节到期望的灯电流值。占空比定义了开关元件，如电流，接通时间与周期持续时间的比率。同时，由于根据本发明的电路结构，对通过第一线圈L1的电流控制还能控制通过高压灯120的灯电流的瞬时值。
除了上述的比较设备140，还可以提供延迟设备150，用于当检测到电平与参考电流值IR相比变得太高或太低时将控制信号延迟给定的延迟时间。这个延迟时间对控制产生阻尼影响。该延迟时间优选地选为在包括第二线圈L2和第一电容器C1的滤波电路中至少期望的临界阻尼可以自己进行调节，从而任何检测到的控制偏差都可以补偿而不会过头。同时，调节该延迟时间，使得通过第一线圈L1的电流在一个开关周期中至少改变符号两次。
上述及图1所示电路的工作将在下面对各种工作模式进行说明。
1、点火模式在未点燃状态，高压灯120被看作断开，即它使滤波电路连接到的第一半桥110-1与第二谐振电路连接到的第二半桥110-2断开，其中滤波电路包括第一线圈1和第一电容器C1，而第二谐振电路包括第二线圈L2和第二电容器C2。这种去耦使得有可能以其自然谐振频率fR2激励第二谐振电路，从而为高压灯120产生足够高的可用点火电压。为此，第二谐振电路中必需的谐振激励发生，使得第二半桥110-2的开关元件T3和T4以所述谐振频率fR2或其奇数分之一交替接通和断开。适当地选择第二谐振电路的谐振电阻，从而在高压灯120必需的点火电压，如5kV，第二线圈L2中的电流不会高于正常工作模式下的最大灯电流，正常工作模式在下面进行描述。这种结构将导致上面提到的高谐振频率。
如果期望的点火电压仅仅通过利用谐振频率fR2的奇数分之一，如1/5或1/3，激励第二谐振电路产生，则第二谐振电路的最低品质必须相应地比较高。图2示出了第二线圈L2中的电流和电压梯度及在点火电压利用三次谐波谐振激励的情况下高压灯120的结果点火电压。
典型地，第一电容器C1构造成比第二电容器C2大得多；例如，C1＝150nF而C2＝82pF。在这种结构中，例如，第二线圈L2构造成为第二谐振电路获得例如1MHz的总谐振频率。
根据本发明，第二谐振电路构造成在点火模式下相当短的谐振周期或不超过几秒，如1或2秒，的点火周期中它必须工作在其自然谐振频率fR2，以便实现高压灯120的点火。根据本发明，这个相当短的点火时间好处在于只在这个很短的时间周期内第二半桥110-2中的开关元件T3和T4也以所述谐振频率或其奇数分之一开关。开关元件T3和T4的高频开关操作引起其中的高损耗，但由于点火操作的短持续时间，因此这是可以接受的。
在点火过程中，第一开关半桥110-1的开关元件T1优选地是完全接通的，而第二开关元件T2是断开的，从而第一电容器C1和高压灯120之间的连接点永久性地连接到高电位。只要高压灯120还未点燃，就没有灯电流可以流动，灯也就不会受第一半桥110-1的控制。
当高压灯最终点燃以后，它将首先处于所谓的辉光放电状态。在辉光放电状态，高压灯需要大约300V的工作电压，这个电压比点火电压小得多，但与正常工作所需的75V工作电压相比仍然是相当高的，正常工作将在下面进一步描述。在辉光放电状态，通过高压灯120的压降充当反电压，而且有必要驱动足够强的电流通过高压灯120来抵抗该反电压，以便实现电极的足够加热，从而使高压灯120进入随后的发光弧模式。辉光放电工作使第二谐振电路C2、L2衰减到通过第二线圈L2的电压可以自己调节到刚刚足以驱动所需电流通过高压灯120的程度。通过第二线圈L2的压降还使其电流降低相同的相对程度。如果这个通过第二线圈L2的电流变得太弱，以至于不能向高压灯120提供足够强的电流，则这种下降可以通过第二谐振电路工作频率的下降来抵消。可选地，对于第二谐振电路工作频率的下降，由于在这里有可能为高压灯120产生至多大约400V的工作DC电压VDC，因此可以切换到如下面进一步描述的正常工作。但是，应当指出，电路的工作电压VDC与正常工作时高压灯120的平均工作电压不是完全一样的，如上面所提到的，该平均工作电压保持大约为75V。
如果高压灯120的点火电压不是由工作在其自然谐振频率fR2的第二谐振电路C2、L2，而是由工作在其自然谐振频率奇数分之一的第二谐振电路C2、L2产生的，则与以fR2的纯谐振操作相比，其好处在于低开关频率减少了第二半桥110-2中开关元件T3和T4的开关损耗，同时，与谐振操作相比，通过高压灯120的辉光放电电流增加了所述分数的因子；即与以实际谐振频率的工作相比，在仅由1/3谐振频率激励的情况下，辉光放电电流增加了3倍。
2、起动(run-up)模式在辉光放电后，高压灯120进入发光弧模式，其中它最初具有大约15V的非常低的燃烧电压。电流在辉光放电和发光弧模式中都已经流过了高压灯120，从而上面参考图1所述的电流控制原理上已经可以工作。但是，在发光弧模式中确定的非常低的工作电压导致第一半桥110-1中开关元件T1和T2的开关频率的下降。这可能进入灯工作开始的点，即在发光弧模式中，开关频率有可能降到低于包括第一线圈L1和第一电容器C1的第一谐振电路的谐振频率。其结果是稳定的电流控制再也不可能了。但是发现如果开关元件T1、T2的最小接通周期被限制在下行方向，则有效的电流控制操作还是有可能的。这引起开关元件T1和T2的不规则开关模式，如图3所示，在灯电流中具有强噪声成分，但平均灯电流仍然保持可持续控制。由于在每个上升边缘都是第一开关元件T1接通而第二开关元件T2断开，但是在相反的情况下，即在下降边缘，第一开关元件T1断开而第二开关元件T2接通，因此该不规则开关模式在通过第一线圈L1的电流的上升和下降边缘的不规则时间周期内出现。
3、正常工作模式在上升阶段后，高压灯120进入正常工作模式。在这种正常工作模式中，高压灯由低频交流电流供电，该电流的基频是由第二半桥110-2的开关元件T3和T4的开关频率给出的。
图4示出了通过高压灯120的脉动交流电流的正半波的实例。在正半波中，开关元件T4接通而开关元件T3断开。尽管第二半桥110-2的开关元件T3和T4是根据期望的灯电流基频交替接通和断开的，但第一半桥110-1的开关元件T1和T2是由上面参考图1所述的电流控制控制的，从而在第一线圈L1中平均DC电流电平自己进行调节，该电平对应于通过高压灯120的期望电流。
根据图4，很显然，开关元件T1和T2的开关频率显著高于开关元件T3和T4的开关频率。更精确地说，开关元件T4在图4所覆盖的时间周期内保持接通，开关元件T3在这整个周期都保持断开，而开关元件T1在通过第一线圈L1的电流的每个上升边缘都接通，在下降边缘断开。相反，开关元件T2在通过第一线圈L1的电流的上升边缘断开，在下降边缘接通。
高开关频率，尤其是第一半桥110-1中开关元件的高开关频率，可能会引起其中的高损耗。这些损耗基本上可以通过开关元件T1和T2所谓的无压切换来减少。通过每个开关元件T1和T2都给出各自的并联电容器C4和C3，还通过使通过第一线圈L1的高频交流电流在每个开关周期中的下行和上行方向都通过0线，因此无压切换可以实现。为了实现后者，第一半桥110-1的第一开关元件T1首先接通，而第二开关元件T2断开。这种开关配置使得通过第一线圈L1的电流上升到一个高的正值。一旦这个电流达到期望的阈值，在由延迟电路150实现的给定延迟时间后开关元件T1和T2的开关状态就会改变，从而开关元件T1断开。然后，如在第一种开关配置中首先从半桥110-1流出的电流开始对电容器C3和C4重新充电。更精确地说，重新充电发生，使得通过电容器C3的电压，从而第一半桥110-1的输出112-1，下降，而通过电容器C4的电压上升。当输出112-1的电压达到值“0”时，如果开关元件T2是MOSFET晶体管，则出现在开关元件T2中的二极管变得导通，第一线圈L1中的电流开始下降。现在第二开关元件T2可以无损接通。
正常工作模式下高压灯120的典型工作电压，即大约75V，现在出现在电容器C1上。这个电压使第一线圈L1中的电流进一步下降，直到其最终降到低于0线，如图4所示。现在第一半桥110-1的第二开关元件T2可以无损断开。从这个时刻起通过高压灯120和通过第一线圈L1的电流又一次流入第一半桥110-1，并且又一次开始对电容器C3和C4充电，从而第一半桥的输出112-1的电压又一次上升。当它最终又一次到达电源电压电平时，如果开关元件T1是MOSFET晶体管，则第一开关元件T1中的二极管变得导通。上述关于通过第一线圈L1的电流上升的周期又一次从头开始。以这种方式，开关元件T1和T2的无损接通和断开可以持续保持。
在电流方向反转后，即在负半波中，第二半桥110-2的开关元件T4断开，而开关元件T3接通。现在第一半桥110-1是由电流控制控制的，从而平均电流流入第一半桥。
与参考电位(-)相比，电容器C1除去通过第一线圈L1的电流的高频成分。同时，第二线圈L2代表灯电流中任何剩余高频成分部分的屏蔽。
如上面所指出的，第二电容器C2和第二线圈L2构成第二谐振电路，其谐振频率一般是第一半桥开关频率的倍数。因此，在正常工作模式下，第二谐振电路通常工作在远远低于其谐振频率的频率，这就是为什么电容器C2中任何剩余的高频电流都非常小的原因。例如，如果第一电容器C1选为150nF，而第二电容器是82pF，则第二电容器C2中剩余的交流电流加起来也不会超过通过第一电容器C1的交流电流的大约0.1％。
图5示出了根据本发明电路的另一种实施方案。其工作与图1所示实施方案相同。与图1所示实施方案的主要不同在于第二电容器C2没有连接到参考电位(-)，而是与高压灯120并联。由于对高频电流而言第一电容器C1代表到参考电位(-)的短路，因此这种电路结构与图1所示电路配置至少在点火模式下或广义地讲在高频电流流经电容器C2的情况下具有相同的效果。然后，如图1所示，第二电容器C2将连接在一边是高压灯120和第二线圈L2的连接点与另一边是参考电位(-)之间。
此外，还发现开关元件T1和T2的无损开关可以只利用一个电容器实现，具体而言是第三电容器C3，尤其是在高频电流下。因而第四电容器C4是不必要的。
图6示出了根据本发明电路的第三种实施方案。它与图1所示第一种实施方案的区别在于还提供了与第二半桥110-2的开关元件并联的电容器。特别地，第五电容器C5与第三开关元件T3并联，第六电容器C6与第四开关元件T4并联。类似于电容器C3和C4的功能，这些电容器使得有可能实现开关元件T3和T4开关损耗的减少。由于开关元件的损耗特别高，从而由于特别高的开关频率，因此它们在点火模式下尤其有利。此外，电容器C5和C6还提供了半桥110-2输出电压的边缘陡度的下降。这又对抑制HF干扰有利。
图5和6实施方案中的电流控制以与上面参考图1所述相同的方式工作。
权利要求
1.一种在点火模式和正常工作模式下操作高压灯(120)的电子电路(100)，包括包括第一和第二半桥(110-1、110-2)的DC-AC变换器，这两个半桥并联在工作电位(+)和参考电位(-)之间，用于在两种所述模式下向高压灯(120)提供合适的交流电流；及串联结构，包括第一线圈(L1)，然后是高压灯(120)，然后又是第二线圈(L2)，其中未连接到高压灯(120)的第一线圈(L1)的连接端子连接到第一半桥(110-1)的输出(112-1)，而未连接到高压灯(120)的第二线圈(L2)的连接端子连接到第二半桥(110-2)的输出(112-2)，所述输出每个都是由半桥的中心分接头构成；特征在于连接在从第一线圈(L1)和高压灯(120)的连接点到参考电位(-)或工作电位(+)的路径上的第一电容器(C1)；及连接在从高压灯(120)和第二线圈(L2)的连接点到参考电位(-)或工作电位(+)的路径上或者与高压灯(120)并联的第二电容器(C2)。
2.如权利要求1所述的电路，特征在于第三电容器(C3)连接在所述第一半桥(110-1)的输出(112-1)和工作电位(+)或参考电位(-)之间。
3.如权利要求1所述的电路，特征在于第三电容器(C3)连接在所述第一半桥(110-1)的输出(112-1)和参考电位(-)之间，还在于第四电容器(C4)连接在所述工作电位(+)和第一半桥(110-1)的输出(112-1)之间。
4.如权利要求1所述的电路，特征在于第五电容器(C5)连接在所述第二半桥的输出(112-2)和工作电位(+)之间，和/或在于第六电容器(C6)连接在所述参考电位(-)和第二半桥(110-2)的输出(112-2)之间。
5.如权利要求1所述的电路，特征在于产生表示通过所述第一线圈(L1)的电流值的电流传感信号的传感器设备(130)；及比较设备(140)，用于将由电流传感信号表示的值和给定的参考电流值IR进行比较，还用于通过所述第一半桥(110-1)的开关元件(T1、T2)占空比的适当变化，产生至少一个将通过所述第一线圈(L1)及通过所述高压灯(120)的电流电平控制到给定参考电流值IR的控制信号。
6.如权利要求5所述的电路，特征在于所述传感器设备(130)构造成磁阻传感器。
7.如权利要求5所述的电路，特征在于延迟设备(150)，用于当检测到所述电平在上行或下行方向超过参考值IR时将控制所述第一半桥(110-1)的开关元件(T1、T2)的控制信号延迟给定的延迟时间，该延迟时间定义成使得在包括所述第二线圈(L2)和第一电容器(C1)的滤波器中至少期望的临界阻尼可以自己建立，并通过第一线圈(L1)的电流在第一半桥的开关元件(T1、T2)的一个开关周期中至少改变符号两次。
8.利用如权利要求1所述的电路操作高压灯(120)的方法，特征在于所述第一线圈(L1)和第一电容器(C1)一起构成用于从流经高压灯(120)的电流中至少基本上过滤掉AC成分的滤波器，该滤波器由第一半桥(110-1)提供的电压供电，该电压的频率保持高于滤波器(L1、C1)的谐振频率fR1；还在于所述第二线圈(L2)和第二电容器(C2)一起构成在点火模式中由第二半桥(110-2)提供的电压供电的谐振电路，该电压的频率对应于谐振电路(L2、C2)的谐振频率fR2或其奇数分之一，从而产生点燃高压灯(120)必需的点火电压。
9.如权利要求8所述的方法，特征在于所述点火模式保持至少一秒，还在于之后立即切换到正常工作模式。
10.如权利要求9所述的方法，特征在于所述高压灯(120)点燃后，第二半桥(110-2)的开关频率下降，从而通过高压灯(120)的电流的频率也下降。
11.如权利要求8所述的方法，特征在于所述第一半桥(110-1)和/或第二半桥(110-2)的开关元件(T1、T2、T3、T4)利用无压切换的原理工作。
全文摘要
本发明涉及在各种工作模式下操作高压灯的电子电路和方法。电路包括DC－AC变换器，该变换器包括两个半桥(110－1)和(110－2)。包括第一线圈(L1)、高压灯(120)和第二线圈(L2)的串联电路连接在这两个半桥的输出(112－1)和(112－2)之间。本发明的目的在于开发这样一种已知的电路，它同样适合于高压灯的点火模式和正常工作模式，而不需要单个元件超大尺寸。根据本发明，通过第一电容器(C1)连接在从第一线圈(L1)和高压灯(120)的连接点到参考电位(－)或工作电位(+)的路径上，还通过第二电容器(C2)连接在从高压灯(120)和第二线圈(L2)的连接点到参考电位(－)或工作电位(+)的路径上或者与高压灯(120)并联，这个目的可以实现。
文档编号H05B41/288GK1611097SQ02826618
公开日2005年4月27日 申请日期2002年12月18日 优先权日2002年1月2日
发明者P·雷肯斯 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司