用于在led驱动电路的非零负载状态期间提供过冲保护和灯开关模式的积分器的制作方法

专利名称：用于在led驱动电路的非零负载状态期间提供过冲保护和灯开关模式的积分器的制作方法
技术领域：
本发明涉及LED驱动电路，更特别地，涉及包括用于提供过冲保护和灯负载开关 操作模式的积分器的LED驱动电路。
背景技术：
LED驱动器在各种应用中用于驱动LED。多通道LED驱动器可以用于驱动在例如 背光的各种应用中使用的多串LED。现有的LED驱动器会由于负载电流变化而在LED驱动 器内的开关转换器的输出中经历过多的瞬变。在包括积分控制项的LED驱动器的电压调节器中的一个常见问题是电压调节器 的输出电压电平在启动期间及在高负载电平变至低负载电平时会过冲。这在电压调节器内 产生了各种问题，包括由调节器提供的电路的过电压状态。因此，需要提供某种方式以在早 期阶段获得该过冲电压并通过帮助开关转换器内的切换来显著限制过冲电压的大小。另 外，即使在LED截止时间长时，也需要允许将LED驱动器使用的来自电压调节器的输出电 压保持在起动状态所需要的电压电平，在该时段期间关联于开关电压调节器的输出电容通 常会由于电容两端的过电压保护电阻中的自放电而开始放电。

发明内容
电压调节器系统包括用于响应输入电压和开关控制信号而生成调节的输出电压 的电压调节电路。分压器连接到电压调节电路的输出节点以提供监视的输出电压。电压调 节控制器响应监视的输出电压和基准电压生成开关控制信号。补偿网络关联于电压调节控 制器。电压调节控制器响应在无载状态下监视的输出电压低于基准电压的指示来控制电路 调节输出脉冲以保持调节的输出电压而不与补偿网络交互。电压调节控制器选择性地响应 负载状态将补偿网络关联于电压调节控制器并选择性地响应无载状态将补偿网络从电压 调节控制器断开。


为了更加完整的理解，现结合附图参考下面的说明，在附图中
图1是LED驱动电路的框图；图2示出更加全面地阐述用于执行LED驱动电路中的动态净空控制的电路的简化 框图；图3是描述图2电路的操作的流程图；图4是更加全面地描述LED驱动器的升压转换器中的瞬变抑制的方式的简化框 图；图5示出由LED驱动器的输出侧的负载变化产生的升压瞬变；图6是描述用于抑制升压瞬变的电路的操作的流程图；图7示出图4的电路响应电感器负载电流的变化抑制升压瞬变的方式；图8是示出用于提供LED驱动器内的升压脉动抑制的方式的简化框图；图9a和图9b披露了示出在使用和不使用采样和保持电路的情况下图8的电路的 操作的波形；图10是包括积分器的升压调节器的简化示意框图；图11是图10的GM放大器的示意图；图12是描述在非零负载状态期间提供过冲保护时及在灯开关操作模式期间GM放 大器的操作的流程图；图13针对电感器电流、负载电流、GM放大器输出和输出电压示出关联于图10的 升压调节器的操作的各种波形；以及图14针对在灯开关操作模式期间的电感器电流、输出电压和LED栈底部的电压进 一步示出关联于图10的升压调节器的操作的波形。
具体实施例方式现参见附图，其中相同的附图标记在所有附图中用于表示相同的要素，示出和描 述用于在LED驱动电路的非零负载状态期间提供过冲保护和光开关模式的GM放大器的各 视图和实施例，并且描述了其他可能的实施方式。附图不一定按比例绘制，且在一些实例中 附图在一些地方仅为了说明目的而被放大和/或简化。本领域技术人员应理解，基于可能 实施方式的下述示例有很多可能的应用和变型。LED驱动器在各种应用中用于驱动LED。多通道LED驱动器可以用于驱动多串 (即，多通道)LED以应用于例如背光的各种场合。现有的LED驱动器在为LED串提供足够 的净空方面存在问题并由于负载电流的变化也会在LED驱动器内的开关转换器的输出中 经历过多的瞬变。现参考附图，更具体地参考图1，图中示出LED驱动器102的一个实施例的框图。 连接LED驱动器102以驱动多个LED串104。图1的驱动器102控制八个通道的LED电 流以允许LED串104用于IXD背光应用。通过切换电感器108中的电流，从输入电压节点 106调节LED串的驱动电压。向每个LED串104的顶部提供驱动电压。每个LED串104底 部的电压由动态净空控制模块110监视以确定每个串底部处的电压。响应连接到来自馈入 OVP(过电压保护)模块的驱动电压的电位下降(pot-down)的反馈栈的电压信息，放大器 112在节点114生成COMP电压。来自节点114的COMP电压连同其他信息被输入到求和电 路116中，求和电路116提供控制输出至控制逻辑118，用于控制FET驱动电路120，该电路120控制开关晶体管122的操作，开关晶体管122进而通过控制电感器108中的电流而 调节LED驱动电压。现参见图2，图中示出用于在LED驱动器102内提供动态净空控制的电路的简化 框图。在LED驱动器102中，使用升压控制器202和升压转换器(包括组件202、207、208、 212、216、218和220)操作多个通道的LED串204以生成施加于一系列LED串204的若干个 栈的顶部的电压，每个LED串204在LED串204的底端并联于单独的电流源。虽然图2中 的图示仅示出与升压转换器连接的单个LED串204，然而在操作中多个LED串204与升压转 换器连接从而可以存在电路模块206的多次重复，一次重复对应于每个LED串。输入电压 VIN施加于电感器207的第一侧。电感器207的另一侧在节点210侧连接到二极管208的 阳极。电容器212连接在二极管208的阴极和接地点之间。二极管208的阴极在节点214 侧连接到LED串204的顶部。开关晶体管216的漏极/源极路径连接在节点210和节点 218之间。晶体管216的栅极接收来自升压控制器202的驱动信号。节点218连接到升压 控制器202的电流检测(⑶)输入。电阻器220连接在节点218和接地点之间。节点214处的LED串顶部包括连接到由电阻器222和2 组成的电阻分压器的输 出电压节点VQUT。电阻器222连接在节点214和节点2 之间。电阻器2M连接在节点226 和接地点之间。在节点226(从通常用于过电压保护目的的引脚)取得电压测量值并将其 作为反馈电压Vfb提供给升压控制器202。LED串204由串联在节点214和节点2 之间的 多个单独LED 215组成。在节点2 处的LED串底部提供电流源。该电流源由连接以在非 反相输入侧接收基准电压Vset的放大器230组成。电压Vset用于设定电流。放大器MO的 输出连接到晶体管232，该晶体管232的漏极/源极路径连接在节点2 和节点234之间。 放大器230的反相输入连接到节点234。电阻器236连接在节点234和接地点之间。所披 露的实施例包括电流源的一个示例。然而，可以使用电流源的其他实施方式。节点2 处产生的电压被施加于比较器238的非反相输入以及比较器240的反相 输入。连接比较器238的反相输入以接收基准电压VHieH。连接比较器240的非反相输入以 接收基准电压VOT。比较器238的输出连接到AND门M2的一个输入。AND门242的其余 输入可以连接到来自关联于每个其他电路块206的每个其他通道的比较器238的输出。类 似地，比较器240的输出连接到OR门244的一个输入。OR门244的其余输入可以连接到来 自电路模块206的每个其他通道的比较器的输出。AND门242的输出被提供到计数器/步 进算法246的DOWN(下降)输入。OR门244的输出连接到计数器/步进算法246的UP (上 升)输入。计数器/步进算法246生成计数值通过总线248输入到数模转换器250。数模转 换器250生成一输出模拟值，该输出模拟值用作施加回到升压控制器202的基准电压VKEF。使用升压/降压开关调节器的多通道LED配置在节点214侧生成单个电压以驱 动多个成串的LED串204的顶部。LED串204的每个成串栈并联到底部节点2 处的单独 电流源。这允许通过在多个LED串204之间共享开关调节器来节省电路硬件。这种配置 驱动大量LED而不需要过高的电压。然而，必须仔细地调节电压以消除电流源中的功率耗 散，这样的功率耗散会造成散热问题并限制总电路效率。由于LED的电压是可变的(随工 艺、温度和老化效应)，这些系统的现有实施方式已使用节点2 侧的电流源的输出处的电 压作为调节器的反馈点以允许调节器自适应并移动最优的操作电平。由于电流源两侧的电 压降，这使功率耗散减至最小。通常，这以下述方式进行将每个LED串204底部的模拟电压传到控制模块，该控制模块从每个LED串中选出最低电压电平并将该选择的电压作为反 馈电压传递。该反馈电压被调节到已定义的电平，以使电流源具有不会被推入线性工作区 域的足够净空(通常为几百毫伏)。这在用相同的脉冲宽度调制(PWM)调光信号运作所有 LED串时表现良好，因为无论何时只要任一串导通，所有串都导通。这意味着在升压电压调 节器202切换时在所有时间关于哪个串具有最低电压的实时信息可用。然而，对于将不同的PWM调光信号用于不同通道的系统来说，可能没有所有通道 同时导通的时候。可能仅基于在给定的时间点导通的那些通道进行调节，这导致随着不同 通道导通和截止而变化的开关调节器输出电压电平。然而，该解决方案提供低劣的输出电 压瞬变响应，在串之间有不匹配的情况下造成明显收窄的短电流脉冲。例如，如果所有LED串204具有相同的导通电压，除了其中一个需要更多的一伏 特，且该LED串仅在每500微秒的490纳秒脉冲中导通(如在以2KHzPWM频率运行的10位 PWM调光方案中的最低调光信号的情况)，则升压控制器202不得不在明显小于该时间的时 间内作出响应。对具有动态地快于490纳秒的瞬变响应的场合来说，构建升压控制器202 是不现实的。在实践中，响应时间将是几十到几百微秒的时间段，这实在太慢。这意味着升 压控制器202将在电路需要额外的净空时丢失490纳秒的时间段，进而可能意味着电流源 有不足的净空且该490纳秒电流脉冲将不会达到其预期的峰值电流。对于较低的PWM占空 比和与系统中的其他串相比具有较高正向电压的串，该电流的收窄会造成对应的LED串亮 度的下降。参照图2描述的实施方式使用不同的方法来确定由升压调节器202提供的开关 调节器输出电压。基准电压Vhkh和Vmw之间的电压窗被设定为大于可以由控制方案引入到升压调节 器输出电压节点214上的最小单步长，保证至少一个输出电平获得稳定的工作点。通过将 升压控制器202的输出电压调节到从数模转换器(DAC) 250生成的基准电压输入Vkef来实 现电压控制。计数器/步进算法246控制由DAC 250提供的基准电压以使多个LED串204 中的最低电压节点底部处的电压保持在高基准电压和低基准电压之间。DAC 250输出可以 上下移动至由从计数器/步进算法246提供的数字控制信号所要求的电平，移动至基于通 过监视每个LED串204底部处的通道电压得到的信息由数字控制方案所要求的电平。在节 点2 处监视到的OVP信号用作升压控制器202的反馈信号，将该信号调节到由从DAC 250 提供的基准电压规定的电压电平。无论特定LED串导通的时间有多短，这都可以为具有最 高正向电压要求的LED串204提供正确的电压。另外，从LED串底部取得升压反馈的系统 的稳定性得到提高，因为从控制环路中消除了通常由于与电流源瞬变响应和LED特性的交 互而引入到反馈路径中的相移。DAC 250被配置为使连续变化越来越大(直到最大步长大小极限)以便达到目标 点，除非输出保持恒定长于某一时间或改变方向。任何后续变化将很小以使LED的正向电 压中的温度变化要求的电平和系统中的噪声造成的那些电平作小幅波动。使控制算法最优 化以允许输出电压的下降快于其上升，因为如果输出电压过高，则会迅速造成LED驱动器 的散热问题。LED驱动器在节点2 处监视开关调节器输出电压以便如果升压调节器未跟上目 标基准值则防止基准电压Vkef改变并响应基准电压产生输出电压。这可以防止基准电压“偏 离”要求的值并防止一旦升压控制器202已跟上时需要长时间来复原。当升压控制器202输出电压下降时，这特别重要。这是由于下述事实升压控制器202可造成输出电压非常快 的上升，但是降低输出电压的唯一方法是允许电流源在输出电容器正常的导通时间内使输 出电容器放电。如果LED占空比非常低，这需要花费大量的时间以降低输出电压。因此，如 果输出电平的反馈显著低于当前基准电压，系统将不允许基准电压向上变化且如果输出电 平的反馈显著高于当前基准电压，系统将不允许基准电压向下变化。该配置还提供过电压 保护而不需要附加的电路，因为有最大DAC码，升压控制器202不会高于该DAC码。该电平 可以通过改变引脚的电位下降比(potdown ratio)来改变。现参见图3，图中示出描述图2的电路的操作的流程图。在步骤302，在节点2 测 量每个LED串204底部的电压信息。不将该信息作为FB引脚的反馈实时馈送给升压控制 器202。相反，通过由电阻器222和2 组成的分压电路监视节点214处的输出电压。从电 阻分压器的节点2 提供对FB引脚的反馈电压。使用比较器238和240在基准电压Vhkh 和Vot之间创建电压窗。使用这两个比较器238和M0，电路尝试在LED串导通期间调节该 LED串上的最低通道电压。如果询问步骤312确定节点2 的电压中的至少一个在导通期 间低于基准电压Vot，这使得在该通道上的关联比较器240进入逻辑“高”电平，这驱动OR 门M4的输出至逻辑“高”电平以在步骤314产生UP信号。OR门244的输出处的逻辑“高” 信号使计数器/步进算法246和DAC 250在步骤316增加基准电压VKEF。该增加的基准电 压Vkef在步骤318造成由升压控制器202提供的调节的电压的相应增加。如果询问步骤312确定没有任何LED串的节点2 处的电压低于基准电压Vot，询 问步骤304判断在整个PWM周期期间关联于每个LED串204的所有通道，除了那些完全截止 (即，0% PWM/禁用)的通道，是否导通至少一次以及是否所有通道在导通期间在其LED串 底部具有高于Vhkh的电压。如果是，则调节的电压通过计数器/步进算法246而降低。在 该情况下，比较器238的输出对于由LED驱动器驱动的每个LED串处于逻辑“高”电平，且 这些信号驱动AND门242的输出至逻辑“高”电平以在步骤306产生DOWN信号。响应DOWN 信号，在步骤308通过计数器/步进算法M6以及DAC 250降低基准电压VKEF。由DAC 250 提供的降低的基准电压将造成步骤310由升压控制器202在节点214提供的调节的电压的 相应降低。如果询问步骤304确定节点2 处的所有通道电压在整个PWM周期中不高于基准 电压Vhkh，节点2 的电压中的至少一个处于所建立的电压窗内，并在步骤320保持基准电 压。这使得调节的电压在步骤322保持在建立的电平。该过程在步骤3M继续并返回至步 骤302以继续监视节点2 处的每个LED串底部的电压。现参见图4，图中更具体地示出在升压控制器202内用于提供从节点210提供的 输出电SVot内的瞬变抑制的电路的替代实施例。通过在流过电感器207的负载的负载电 流IL变化的同时增加偏移到COMP电压Votp，可以显著减少升压控制器202在已知步长下 的瞬变。COMP电压Votp提供自配置为积分器的GM放大器402的输出。增加偏移到GM放 大器402的输出使GM放大器402周围形成的积分器不必稳定到一新值，并在稳定时间内造 成提供给输出的过电流/欠电流。然而该配置不改变每个负载状态下的基本环路特性。GM 放大器402从位于LED串204底部的节点2 接收反馈电压FB，尽管也可以如图2所示配 置。另外，GM放大器402在第二输入侧接收基准电压Vkef404。GM放大器402的输出通过节 点410连接到加法器电路406及控制算法和DAC408。连接在节点410和接地点之间的电容器412也连接到节点410。控制算法和DAC 408生成校正偏移，该校正偏移与从配置成积分器的GM放大器 402的输出提供的COMP电压相加以显著减少上文描述的升压瞬变。控制算法和DAC 408响 应所提供的COMP电压和从控制输入414提供的负载信息来生成该校正偏移。负载信息可 以包括通过电感器207的负载电流。将包含校正偏移的COMP电压提供给求和电路416的 输入。作为求和电路416的输入提供的还有斜率补偿斜坡信号、反馈电压Vfb、基准电压Vs ^在开关晶体管216的源极和系统接地点连线的节点218处监视到的电压。求和电路416 的输出作为控制输出提供给锁闭电路418的R输入。锁闭电路418还在其S输入侧接收前 沿消隐信号(LEB)。前沿消隐信号是具有很低占空比(短暂的“高”时间)的用于设定锁闭 电路418的固定频率时钟信号。如果锁闭电路418被设定为主导，那么它也可以用作前沿 消隐信号。锁闭电路418在其Q输出处生成开关晶体管216的驱动信号。在开关调节器202中，在使用比例控制方案时，负载调节很差。通过电感器207并 高于电感器207导通点的负载电流的任何增加都将导致输出电压Vot的相应降低。然而， 在对负载步进的响应造成输出电压电平的改变时，稳定到新的电压电平所花费的时间非常 短。在积分系统中，使用低频率下的额外增益来消除该负载调节特性中的绝大部分。这以 快速瞬变响应为代价，因为该系统只能用由GM放大器和环路滤波器(COMP)网络阻抗限定 的带宽响应于瞬变。这意味着负载电流中的步进增加会导致初始输出电压降低之后进行校 正。类似地，当负载以步长减小时，初始瞬变处在正方向上。负载电流瞬变越大，对应的输 出瞬变越大。在图5中更加全面地示出这些情形。现参见图5，图中示出负载电流502、补偿电压504和输出电压506在一段时间上 的改变。如图所示，当负载电流502在时间1\、T2和T4有步进增加时，在COMP电压稳定到 稳态电平之前，COMP电压504中发生相应的瞬变增加。响应COMP电压504，输出电压Vqut 经历瞬变尖峰减小，直到输出电压稳定回到调节的电压电平。另外，当在负载电流502中具 有步进减小时，COMP电压以相应的减小作出反应，且调节的输出电压V QUT506在稳定回到调 节的电压电平之前引起瞬变尖峰增加。通过在负载如在输入414侧提供的负载信息所示发 生改变的同时将来自控制算法和DAC 408的偏移加至加法器406处的COMP电压，可以显著 减少这些负载瞬变。这使GM放大器402周围形成的积分器不必稳定至新的反馈电压电平 并在稳定时间内将得到的过电流/欠电流传递给输出。该配置具有不改变每种负载状态下 的基本环路特性的附加益处。在图5示出的这些瞬变中存在由将电感器电流込倾斜上升或倾斜下降到新的值 所花费的时间造成的分量，该分量难以校正。然而，这并不是主要事项。图4示出的实施方 式应用于负载已知的系统，并可以校正改变的其余部分。这特别相关于其中有已知的一组 离散的可能负载的包含多串LED驱动器的电路。这类系统中的任何负载调节或瞬变尖峰 特性都有可能在LED驱动器中造成增加的功率耗散并且还会将电流源推入其线性工作区。 后一状态要求系统必须设计为在电流源中给出足够的净空，以使这些事件不将电流源推入 其线性工作区，从而增加芯片上的功率耗散，或替代地接受由于到线性区域中的多次过渡 而造成的较差LED电流控制。例如，如果电路设计为驱动8个栈的LED，则存在9种可能的负载状态。这些负载 状态为0安培(所有栈截止、Iled ( 一个栈导通)、2 X I-(两个栈导通).....8 X (所有8个栈导通)。因此，在操作期间，可以提供特定于每个这些负载状态的控制项。相于图4 电路的控制方案尝试提供对环路的输入，该输入减少GM放大器输出节点所需要的电压漂 移量。这允许在消除瞬变电压事件的主要分量的同时在环路中保持积分控制。这可以通过控制算法和DAC 408以多种方式实现。在第一实施例中，一种简单的 方案使用放大由积分器402限定的环路的输入的增益项。假设积分项成比例于电感器电流 U超出连续导通点)，可以改变增益以尝试在可能的负载电流范围内减小由GM放大器402 形成的积分器输出的总范围。在使用PWM控制以对LED调光的LED驱动器系统中，不同的 增益可以应用于每个可能的负载组合(0到N个LED串导通)，提供减小很多的积分器输出 摆幅，且因此提供较小的电压瞬变。这可以基于在设计或模拟时电感器电流的计算，其中通 过模拟找出在各种负载状态期间显示的GM积分器输出的特性的增益。在负载已知但具有 比实际上可离散地实现的状态更多的状态的非LED系统中，增益项是可以连续的并形成最 好地与应用相配的负载和增益之间的关系。这可能不会给出完美的匹配，但只要总的积分 器范围减小，瞬变响应就可得到改进。在替代实施例中，可以用离散的负载步进使用更加复杂的方案。可以监视积分器 输出并利用数字控制方案以尝试将输出值拉高到已知电平。例如，积分器输出电压响应较 高的负载电流而上升，且该系统将通过模块408内的数模控制器(DAC)尝试降低输出电压 来增加对环路的影响。类似地，当输出电压下降以便尝试升高回到所需电平时，从环路中消 除影响。对每个可能的负载电平可以存储所使用的最新数模控制器码并在其中出现特定负 载的任何状态开始时应用。以此方式，该系统可以建立并使用所存储的偏移值的预定集合 作为环路的输入以限制积分器输出的范围并使输出电压瞬变减至最小。该方法相比第一 替代实施例的优点是环路中积分器项的有效增益不随着负载电平而变化并且仍然可以通 过使用与补偿电容串联的电阻器执行比例控制而不提供负载电流变化的比例增益。现参见图6，图中示出描述利用所描述控制算法的升压控制器202的操作的流程 图。起初，在步骤602由GM放大器402响应FB电压和Vkef电压确定补偿电压。在步骤604， 模块408内的控制算法响应所提供的补偿电压和指示为LED串204的导通数量的负载信息 来确定控制偏移值。所生成的偏移控制值控制控制模块408内的数模转换器以生成校正偏 移模拟电压，该校正偏移模拟电压在步骤606加上在加法器电路406内的补偿电压。偏移 补偿电压用于通过求和电路416和锁闭电路418生成输出电压，并在步骤608生成控制节 点210处的输出电压Vot的开关控制信号。现参见图7，图中示出使用上文描述的升压瞬变抑制方法的系统的负载电流込 702,COMP电压704和输出电压VOUT706。如上文所述，负载电流在时间T1J2和T4增加。不 像针对图5示出的波形，COMP电压704非常快速地趋于稳定，因为电平由于增加的COMP电 压偏移而非常接近于先前的电平。结果，在输出电压信号Vot706内仅剩下由将电感器电流 斜变到新电平所花费的时间造成的很小的瞬变电压尖峰。在负载电流在时间T3和T5步进 下降的情况下，可以看到类似的情况。图5和图7的图示之间的比较示出通过使用电压补 偿信号用校正偏移提供的显著瞬变抑制。现参见图8，图中示出配置升压控制器202以提供脉动抑制的方式。通过如上文所 述在GM放大器402周围形成的积分器，在DC/DC控制器环路内包括积分控制以在与在等效 比例控制方案中达到所需的相同精度相比保持较小输出电容的同时提高绝对精度。DC/DC输出上的电压脉动由多种因素限定，包括VIN、Vout, Ilow, I电感器值、输出电容和输出电容电 容器等效串联电阻。这些因素通过下面的公式相关联占空比D = V0UT-VIN/V0UT平均电感器电流I Iavg = ILOAD^VOUT/ (V IN* 效率)峰值电感器电流ILPEAK = ILavg+VIN/L*D*T*0· 5 (对于连续系统而言)
电容器脉动电流Ikipple = ILPEAK电容器脉动电压VKimE = ESR^ILPEAK在限定了绝大多数这些项的给定系统中，用于限定纹波的重要数字是由负载电流 和其他因素限定的峰值电感器电流，及输出电容器ESR。在例如多个LED串联的LED驱动器 的高电压应用中，用于获得所需输出电容的电容器类型可以具有相对高的ESR。这可以提供 高电平输出脉动。积分控制方案的工作将意味着该脉动波形的平均值将被调节至要求的电 平。对大多数应用，这是可接受的。然而，LED驱动器系统尝试调节LED串顶部的电压以使 底部的电压仅足以使电流源正常工作。这样做是为了最小化LED驱动器中的功率耗散。如 果该较低电平被调节到目标电平的平均值，则脉动的下部低于目标并且会将电流源推入其 线性工作区。随着负载电流和ESR增加另外如果LED的数量增加因此电感器电流增加时， 这会变得更糟。为了解决该问题，必须升高目标电压以确保其不影响操作。这在实践中难 以实现并且会导致电流源的净空设定为高于确保不出问题所需的程度，在不需要这样的情 况下增加可能的功率耗散。图8示出提供用于将FB引脚处的反馈信号施加至GM放大器402的输入的新方法 的升压转换器。通常馈送给GM放大器402与求和电路416的控制环路中的电压反馈项两 者的FB引脚的输入在控制环路中由开关802在GM放大器402的输入上采样和保持。当开 关节点在锁闭电路418的Q输出处为逻辑“低”电平时，通过采样和保持该电压，由GM放大 器402形成的积分器将调节点设定到输出脉动波形中的最低点。这允许波形中的各个部分 与基准电压对准。这意味着在保证脉动不能将电流源推入其线性工作区的同时电流源的净 空可以设定至低得多的电平。现参见图9a和％，针对不使用采样和保持开关的电路(图9a)和使用采样和保持 开关的电路(图％)示出电感器电流L和基准电压反馈(FB)波形。在不使用采样和保持 电路时，反馈电压在操作期间的多个时点上低于基准电压VKEF。图9b示出使用采样和保持 电路并且反馈电压FB不管提供的负载电流L如何在所有时间保持高于基准电压Vs l。升压调节器产生允许具有最高正向电压降的LED串204运行在程控电流所需的最 低电压。该电路采用具有快速电流检测环路和慢速电压反馈环路的电流模式控制升压架 构。该架构实现对笔记本背光应用至关重要的快速瞬变响应，在该应用中功率可能在电池 上严重汲取或功率被即时充电到AC/DC适配器而不产生明显的可视噪扰。可以由该电路驱 动的LED的数量取决于由应用选择的LED的类型。该电路能够升压到34. 5伏特并对每个通道驱动9个串联的LED。然而，可以在替 代实施例中支持其他升压电平和LED数量。动态净空控制电路控制最高正向电压LED栈或 等效地控制来自任何输入电流引脚的最低电压。最低电压处的输入电流引脚用作升压调节 器的反馈信号。升压调节器驱动输出以校正电平，使得最低电压处的输入电流引脚处在目 标净空电压。由于所有这些LED串都连接到同一输出电压，其他输入电流引脚将具有较高的电压，但在每个通道上的调节的电流源将确保每个通道具有相同的程控电流。输出电压 将逐周期地进行调节且总是参照在该架构中的最高正向电压串。包括积分控制项的开关转换器内的一个常见问题是开关转换器的输出电压电平 Vout将在启动时和在高负载电平变至较低电平时将过冲。这会在电压调节器内产生各种问 题，包括向由转换器供给的电路提供过电压状态。因此需要提供某种方法以在早期阶段获 取该过冲电压并通过在开关转换器中停止切换而显著限制该过冲电压的大小。另外，即使 在LED截止时间长时，其间关联于开关转换器的输出电容器通常由于电容器两侧的OVP(过 电压保护)电阻器中的自放电而开始放电，也需要使来自用于LED驱动器的开关转换器的 输出电压保持在启动状态所需的电压电平。即使在LED截止时，在例如图2的电路中实现 的开关转换器可以在低电流电平下切换以将输出电压保持在所需的电平。通过允许开关转 换器在这些LED截止时间内切换，将电压保持在正确电平以在转换器中保持精确的电流以 及即使导通时间显著短于开关转换器响应时间也能允许极短的LED导通时间。下面描述的 实施方式利用控制环路的一部分以当积分项已被冻结以从一个LED导通时间至下一个导 通时间保持该值时，在PI控制环路中保持正确的电压量。另外，控制环路可用于消除DC/DC 开关转换器中大的过冲。这通常是具有积分项的环路中存在的问题，特别是在启动时。通 过使用下面描述的技术，可以使过冲减至最小而不用担心不同电路模块之间的偏移。现参见图10，图中给出用于驱动参照图2描述的LED串的升压调节器电路的简化 框图。在节点1002施加输入电压VIN。电感器1004连接在节点1002和节点1006之间。开 关晶体管216连接在节点1006和节点1008之间。连接晶体管216的栅极以接收来自升压 控制器1010的PWM控制信号。开关晶体管216包括其漏极/源极路径连接在节点1006和 节点1008之间的N沟道晶体管。电阻器220连接在节点1008和接地点之间，以供电流检 测。然而其他方法也可以用于电流检测。升压调节器还包括其阳极连接到节点1006且其阴极连接到输出电压节点1011的 二极管208。输出电压节点1011提供施加到前述LED串的输出电压VQUT。电容器212连接 在节点1011和接地点之间。升压控制器1010响应反馈引脚1012处提供的反馈电压和通 过引脚1014在节点1008检测到的到开关晶体管的电流来控制开关晶体管216的操作。反 馈引脚1012连接到由电阻器1016和1018组成的电阻分压器网络。电阻器1016连接在节 点1011和连接至FB引脚1012的节点1020之间，而电阻器1018连接在节点1020和接地 点之间。升压控制器1010包括由GM放大器402组成的积分器，而电阻器10 具有连接至 反馈电压引脚1012的一个输入，其另一输入连接到基准电压VKEF。积分器提供连接到求和 电路416的一个输入的输出。即使在延长的LED截止时间内，GM放大器402也可以用于消 除输出电压节点1011处大的电压过冲并用于将输出电压保持在正确的电平。GM放大器402 的输出还连接到与环路滤波网络连接的COMP引脚1022。环路滤波器电路1021由连接在 COMP引脚1022和接地点之间的电容器IOM以及在引脚1022和接地点之间与电容器IOM 并联的电阻器10 和电容器10 串联的组合组成。其他环路滤波器配置也是可能的。GM 放大器402还分别通过控制线10 和1031提供控制信号Votthkh和FB_T00_HIGH(反馈过
1 ) O求和电路416接收来自GM放大器402周围形成的积分器的输出、斜坡信号1030和在节点1008检测到的电流以对开关控制逻辑1032产生控制输出。开关控制逻辑1032将 控制信号提供至开关驱动器1034，用于生成开关晶体管216的PWM控制信号。现参见图11，这里给出GM放大器402的示意图。反馈电压和基准电压Vkef被施加 于由晶体管1102和1104组成的输入级。晶体管1102是其源极/漏极路径连接在电流源 1103和节点1108之间的P沟道晶体管。电流源1103连接在Vdd和节点1105之间。连接晶 体管1102的栅极以接收来自引脚1012的反馈电压。晶体管1104包括其源极/漏极路径 连接在电流源1103和节点1110之间的P沟道晶体管。晶体管1112是其漏极/源极路径 连接在节点1108和接地点之间的N沟道晶体管。晶体管1112的栅极也连接到节点1108。 晶体管1112的栅极还连接到晶体管1114的栅极。晶体管1114包括其漏极/源极路径连 接在节点1120和接地点之间的N沟道晶体管。P沟道晶体管1118的源极/漏极路径连接 在节点Vdd 1106和节点1120之间。晶体管1118的栅极连接到节点1120。晶体管1122包括其漏极/源极路径连接在节点1110和接地点之间的N沟道晶体 管。晶体管1122的栅极还连接到节点1110和另一个晶体管IlM的栅极。晶体管IlM包 括其漏极/源极路径连接在节点11 和接地点之间的N沟道晶体管。P沟道晶体管11 的源极/漏极路径连接在节点Vdd 1106和节点11 之间。晶体管11 的栅极连接到节点 1120。施密特触发器1130的输入连接到节点11 并提供输出信号Vottputhkh作为GM放大 器402的输出。用于发光负载模式的电路在节点11 处实现。施密特触发器1130仅用于确定何 时切换进入该发光负载模式。开关1132连接在节点11 和COMP引脚1134之间。补偿网 络包括连接在引脚1134和接地点之间的电容器1136。在引脚1134和接地之间与电容器 1136并联的是串联的电阻器1138和电容器1140。开关1132基于连接到开关转换器的输 出电压节点1011的负载是否为零而断开和闭合。在正常模式下，当负载存在时，开关1132 闭合且附连补偿网络，这在系统中提供积分器。引脚1134包括模拟输出并被提供给求和电 路416。在该模式中忽略从节点1142的输出。当负载为零时，开关1132断开并且将补偿网 络从GM放大器402断开。这从该系统中移除积分器。在无载状态下使用来自节点1142的 输出以给出数字切换/不切换指示。在该模式下，忽略求和电路(多输入比较器)416的输 出，因为其输出无效。开关1132在无载出现时允许发光开关操作模式的操作。这确保保持 相同的调节点，因为GM放大器输入偏移对两种操作模式是相同的。在开关转换器/开关调节器上的负载已知且可以在其操作期间的各个时间变至 零的系统中，例如LED驱动器中，开关转换器通常在“零负载”期间截止。GM放大器输出上 的值通常保持在选择的电平以确保该系统在负载恢复时快速切换回其先前的调节点。然 而，在预期负载为零时，通常有由连接到输出电路的反馈/OVP (过电压保护)电阻器提供的 残余负载，以及电容器自放电。一些LED系统依赖于即使在零负载期间也将该输出电压保 持在正确的电平以恢复导通以便允许从正确的电压生成高精度、非常短的脉冲电流。这通 常必须使用大输出电容器完成以在这些时间(LED PWM开关时间的“截止”时期)内保持前 一时间的电荷。如果这未完成，电流脉冲一开始就可能收窄。另外，在使用快速脉冲时，脉 冲可能在开关电流有机会调节回正确的电平之前结束。如果电流脉冲足够短，这些脉冲期 间没有足够的时间导通转换器则会引起其他问题，即转换器在其全部时间不切换且即使平 均负载很小也不能提供需要的负载电流。
通过允许DC开关转换器在这些零负载时间内在低电流电平下切换，GM放大器402 保持转换器的输出电压电平。在当负载为零时对GM放大器输出进行采样和保持的系统中， 馈入开关环路的正常比例控制项在这些时间内不存在，使得以正常方式调节该环路变得不 实际。因此，需要用于一些其他类型开关的解决方案，该解决方案仍然调节相同的目标点， 包括在闭环中通常来自偏移的误差。参照图11描述的GM放大器，通过使用断开的GM放大 器输出作为开关的继续/不继续指示来实现此效果。当负载为零时，控制信号LED OFF使开关1132断开并从晶体管IlM和11 断开 连接在COMP引脚1134的补偿网络。这使得节点1126(GM放大器输出节点)具有非常低的 时间常数，并根据输出电压是高于还是低于目标或高或低地摆动。这以数字的方式提供反 馈信号低于还是高于基准电压Vkef的指示。这作为比较器操作。该信息可以用于在电感器 1004中发起短脉冲，并且只要反馈电压(1012)低于基准电压Vkef就持续这样做。这使得开 关转换器切换并增加输出电压。如此，即使负载为零也可以无限地保持输出电平。另外，当负载由非常短的电流脉冲构成且开关转换器不能在短脉冲时间内正常地 切换时，电流可以在零负载时间内由切换方法提供。这意味着不但可以在无载时保持电压， 而且当脉冲足够长以允许开关转换器切换时，转换器可以按非常精确的程度切换为导通 和截止，而最小的Vot瞬变因为积分器输出值(在有负载状态期间使用)保持在其间，保持 在导通期间控制环路调节点所需的信息。该实施方式允许GM放大器402中的任何偏移，这 造成正常调节点的误差，以在零负载操作模式期间提供调节点的完全相同的误差。这意味 着保持在零负载的电压应尽可能接近正常电平。在输出电压低于基准电压Vkef时，响应GM放大器402的输出切换转换器。在开关 晶体管216中使用低电流限制使得一旦电感器中的电流达到固定低电平则周期终止。这将 小的固定大小电流脉冲提供到负载中，其在少于一个开关周期结束，提供将输出电压保持 在要求电平的刚好足够的能量。如果单个脉冲不够，则连续地产生若干脉冲以使输出达到 正确电平。这还可以通过在该状态下以固定的占空比切换而进行，虽然这较不好控制。该 解决方案仅适用于通过例如电阻器栈连续地监视Vott来正确地调节Vott的设计。一些LED 驱动器从LED栈的底部取得其反馈电压，而这在这里是不可能的，因为在这些情况中所有 的输出电平信息在LED截止时丢失。现参见图12，图中示出描述用于允许在启动状态中将输出电压保持在正确电平的 GM放大器的操作的流程图。该过程开始于步骤1202，且询问步骤1204判断转换器是否处在 无载状态。如果询问步骤1204确定存在无载状态，则RC滤波网络的开关1132在步骤1206 断开。询问步骤1208判断反馈电压Vfb是否小于基准电压VKEF。如果是，在步骤1210向开 关转换器提供信号以控制转换器在低电流电平下切换从而向转换器的输出提供电流脉冲。 如果反馈电压不小于基准电压，在步骤1210向开关转换器提供信号以防止任何切换发生。 在根据步骤1212或步骤1210提供信号之后，询问步骤1214判断无载状态是否仍然存在。 如果是，控制回到步骤1208。如果询问步骤1214或询问步骤1204确定不存在无载状态，则 控制回到如稍后将更加完整地讨论的防止过冲的过程。现回到图11，P沟道晶体管1144的源极/漏极路径连接在节点Vdd 1106和节点 1146之间。晶体管1144的栅极连接到节点1120。晶体管1148包括其漏极/源极路径连 接在节点1146和接地点之间的N沟道晶体管。晶体管1148的栅极在节点1110连接到晶体管1122的栅极。施密特触发器1150的输入连接到节点1146，施密特触发器1150的输 出在电压转换器的节点1011(图10)处出现过电压状态时提供输出。当超过一个完整开关 周期其输出保持高时，施密特触发器1150的输出防止转换器的任何切换。晶体管1152包括其源极/漏极路径连接在节点Vdd和节点IlM之间的P沟道晶 体管。晶体管1152的栅极连接到晶体管1144、11观和1118的栅极。N沟道晶体管1156的 漏极/源极路径连接在节点IlM和接地点之间。晶体管1156的栅极与晶体管1148、11M 和1122的栅极在节点1110连接。施密特触发器1158的输入连接到节点1154，而其输出提 供指示何时在电压转换器的节点1011处反馈电压过低的信号。施密特触发器1158生成指 示调节的输出电压已低于第二预定电平的欠电压指示并响应于此激活电压调节器。如图11所示的GM放大器402的电路提供检测何时在输出电压节点1011处发生 过冲的方式并提供阻止开关转换器切换直到节点1011处的输出电压Vot已减弱到可接受 电平的能力。检测Vot过冲的问题在于通常有非常小的电压差别。例如，如果开关转换器是 如图10所示的升压电路，并且将输入信号Vin升压到400伏特，同时使用施加于GM放大器 402的1. 2伏特Vkef值，500毫伏的过冲仅关联于在反馈引脚1012上的大约15毫伏的信号 (0. 5VX 1. 2V/40V)。理论上，可以在高于Veef电平15毫伏的基准电压和FB引脚1012之间 使用比较器，但该比较器的偏移和GM放大器的偏移将会足够小使得比较器阈值和FB调节 电平不交叉。这意味着设定各阈值相隔合理的距离并在与调节点比较时容许在检测阈值时 的大量变化。因此难以在其包括可预测的小量时可靠地检测该状态，且同时在电平正确时 或在嘈杂系统中的重负载下保证其不防止电路切换。图11所示的GM放大器402被设计为选出该状态。通常，积分器具有由晶体管 1102和1104组成的输入级主导的偏移。图11的实施方式增加由晶体管1048、1044、1156 和1152连同施密特触发器1150和1158组成的次级输出级。这些次级输出级被设计为使 输出电流歪斜以使其提供预期的偏移。在图11中，晶体管1156和1144的大小设计为相比 晶体管11对、1148、11观和1152导通(1+N)倍的电流。当围绕GM放大器形成的积分器通 过反馈设定到开关环路的调节点且该环路稳定时，流过晶体管IlM和11 的电流应在每 个开关周期过程中相同。因此，晶体管1144中的电流将大于晶体管1148中的电流，为其 因子(1+N)倍，且节点1146将处在逻辑“高”电平。通过用由晶体管1102和1104组成的 输入级的增益或因子N进行缩放，能够可靠地设定输入电压电平(Vfb-Vkef)与正常调节点的 差值，其中晶体管1144中的电流将不再超过晶体管1148中的电流，且节点1146处的电压 将为逻辑“低”电平。可以相反地使用晶体管1156、1152和节点IlM的电压检测何时反馈 电压低于目标电平的量大于特定量来完成同一件事。因此，施密特触发器1158的输出提供 何时反馈电压低于目标电平的量大于特定量的指示且施密特触发器1150的输出提供何时 反馈电压的大小高于目标电平的量大于特定量。该解决方案省去了知道GM放大器402的偏移的需要。该偏移由所有三个输入级 共享的晶体管1102和1104组成的输入级主导，且无论偏移为何都允许检测调节点周围可 预测的窗。该实施方式可以用于多种功能，包括电压过冲保护。只要GM放大器402的输出 已滤波以保证其提供反馈电平高于目标值Vkef超过固定的时期(例如，至少一个开关周期) 的恒定指示，滤波后的输出可以用于阻止转换器切换。这允许尽早地检测到过冲并防止过 冲继续。通过如此对信号滤波，阈值可以非常接近调节电平(在一种设计中已使用约6毫伏)使得电压过冲很小。还建议在阈值上使用某些磁滞以迫使已经发生的过冲在允许其再 次开始切换之前稍微恢复，在此表示为使用施密特触发器1150和1158，虽然其他实施方式 也是可能的。也可以提供LED驱动器中的过电压保护替代功能或类似的引用。具有对环路的 基准电压输入可变的升压环路的任何应用都可以使用上述过冲保护以防止真实的OVP事 件发生，但如果Vot高于目标的量大于固定的量则阻止切换。另外，必须报告其输出电压何 时在某一范围的目标值内的系统可以使用该系统以提供“启动完成”信号、重负载/瞬变指 示、或故障状态，这可以使用输出以表明其是否低于或高于目标基准电压。现回到图12，如果步骤1204或1214中的任一个确定不存在无载状态，则控制进入 到1216且RC网络的开关1132闭合。询问步骤1218判断反馈电压Vfb是否大于基准电压 Vkef加上偏移。如果是，则在步骤1220向开关转换器提供信号以防止切换。如果反馈电压 不大于基准电压加上偏移，则在步骤1222允许开关转换器的正常调节切换。接下来，询问 步骤12M确定是否存在无载状态，且如果否，控制回到询问步骤1218。如果步骤12M确定 存在无载状态，控制进入步骤1206以断开RC滤波网络的开关。现参考图13，图中示出关联于图10和11的电路操作的各种波形。波形1402包括 电感器电流。波形1404包括负载电流。波形1406包括GM放大器输出，而波形1408包括输 出电压VQUT。可以看到，当负载从约320毫安到40毫安步进下降时输出电压尝试过冲。输 出电压继续尝试过冲直到COMP信号降到适当的电压。在其间，升压调节器保持稍微过冲， 电感器电流中断并重开始。现参照图14，图中示出关联于图10和11的电路操作的各种波形。波形1502包括 电感器电流。波形1504包括输出电压VQUT。波形1506包括在LED栈底部阴极的电压(在 LED导通时为低)。也可以看到，当LED导通时，输出电压电平1504具有一些脉动且在LED 截止时由于电感器中的残余变化而存在一点过冲。然而，要注意的两个关注点是在LED截 止之后，输出电压1504在特定点衰减并变平，因为一旦其衰减到调节点其就进行低电流切 换，其次，当再次启用LED时，有最小的偏移且升压相当快速地恢复而只有微小的下冲。因 此，使用图10和11中当前描述的电路，可以在具有积分控制项的开关转换器系统中显著减 小过冲。另外，LED截止时间内开关电路的输出调节得到改进以当LED再次接通时使系统 处在正确的点。本领域技术人员应理解，本公开的优点包括GM放大器或类似实施方式可以用于 在LED驱动电路的零负载状态期间提供过冲保护和发光切换模式。应理解，此处的附图和 详细说明仅视为示意性而非限制性，且不意图限制于公开的特定形式和示例。相反，可以包 括本领域技术人员可知的任何进一步的修改、改变、重排列、替代、替换、设计选择、和实施 方式，而不偏离如下面的权利要求限定的本发明的主旨和范围。因此，下面的权利要求意图 解释为涵盖所有这样的进一步修改、改变、重排列、替代、替换、设计选择、和实施方式。
权利要求
1.一种电压调节器系统，包括用于响应于输入电压和开关控制信号生成经调节的输出电压的电压调节电路； 连接到所述电路的输出节点、用于提供监视的输出电压的分压器； 响应所述监视的输出电压和基准电压生成所述开关控制信号的电压调节控制器；以及 关联于所述电压调节控制器的补偿网络；其中所述电压调节控制器还控制所述电路以调节输出脉冲而响应在无载状态下所述 监视的输出电压低于基准电压的指示保持调节的输出电压而不与补偿网络交互，且其中所 述电压调节控制器选择性地响应负载状态将所述补偿网络关联于所述电压调节控制器，并 选择性地响应于无载状态将所述补偿网络从所述电压调节控制器断开。
2.根据权利要求1所述的电压调节器系统，其特征在于，所述电压调节控制器还生成 指示所述调节的输出电压超过第一预定电平的过冲指示，并响应所述指示禁用所述用于生 成的所述电路。
3.根据权利要求2所述的电压调节器系统，其特征在于，所述电压调节控制器还生成 指示所述调节的输出电压低于第二预定电平的欠电压指示，并响应于所述指示激活所述用 于生成的电路。
4.根据权利要求1所述的电压调节器系统，其特征在于，所述控制器还包括GM放大器， 所述GM放大器用于响应于所述监视的输出电压和所述基准电压生成控制电压并用于生成 产生所述输出脉冲的指示。
5.根据权利要求1所述的电压调节器系统，其特征在于，所述GM放大器还包括 用于接收所述监视的输出电压和所述基准电压的输入级；用于在所述监视的输出电压超出所述基准电压时生成作为反馈电压的指示的第一电路；其中所述第一电路提供指示在无载状态下所述监视的输出电压是高于还是低于所述 基准电压的指示而不需来自所述补偿网络的反馈。
6.根据权利要求5所述的电压调节器系统，其特征在于，还包括用于当所述监视的输出电压超出第一预定电平时生成第二指示的第二电路；及 其中所述第一预定电平对应于所述监视的输出电压的过冲电平。
7.根据权利要求6所述的电压调节器系统，其特征在于，所述第二电路还当所述监视 的输出电压低于第二预定电平时生成第三指示，其中所述第二预定电平对应于所述监视的 输出电压的下冲电平。
8.根据权利要求6所述的电压调节器系统，其特征在于，所述第二电路还包括大小适 合于限定所述第一预定电平和所述第二预定电平的晶体管。
9.根据权利要求4所述的电压调节器系统，其特征在于，还包括用于选择性地响应负 载状态将补偿网络关联于所述GM放大器的输出节点并选择性地响应无载状态将所述补偿 网络从所述GM放大器的输出节点断开的开关电路。
10.一种电压调节器系统，包括用于响应输入电压和开关控制信号生成调节的输出电压的电路； 连接到所述电路的输出节点、用于提供监视的输出电压的分压器； 响应所述监视的输出电压和基准电压生成所述开关控制信号的电压调节控制器；关联于所述电压调节控制器的补偿网络；其中所述电压调节控制器还生成指示所述调节的输出电压已超过第一预定电平的过 冲指示并响应于所述指示禁用所述用于生成的电路，且其中所述电压调节控制器选择性地 响应负载状态将所述补偿网络关联于所述电压调节控制器并选择性地响应无载状态将所 述补偿网络从所述电压调节控制器断开。
11.根据权利要求10所述的电压调节器系统，其特征在于，所述电压调节控制器还生 成指示所述调节的输出电压已低于第二预定电平的欠电压指示并响应于所述指示激活所 述用于生成的电路。
12.根据权利要求10所述的电压调节器系统，其特征在于，所述控制器还包括响应所 述监视的输出电压和所述基准电压生成控制电压并用于生成所述过冲指示的GM放大器。
13.根据权利要求12所述的电压调节器系统，其特征在于，所述GM放大器还包括 用于接收所述监视的输出电压和所述基准电压的输入级；用于当所述监视的输出电压超过所述基准电压时生成作为反馈电压的指示的第一电路；用于当所述监视的输出电压超过第一预定电平时生成第二指示的第二电路；及 其中所述第一预定电平对应于所述监视的输出电压的过冲电平。
14.根据权利要求13所述的电压调节器系统，其特征在于，所述第二电路还当所述监 视的输出电压低于第二预定电平时生成第三指示，其中所述第二预定电平对应于所述监视 的输出电压的下冲电平。
15.根据权利要求13所述的电压调节器系统，其特征在于，所述第二电路还包括大小 适于限定所述第一预定电平和所述第二预定电平的晶体管。
16.根据权利要求12所述的电压调节器系统，其特征在于，还包括用于选择性地响应 负载状态将补偿网络关联于所述GM放大器的输出节点并选择性地响应无载状态将所述补 偿网络从所述GM放大器的输出节点断开的开关电路。
17.根据权利要求16所述的电压调节器系统，其特征在于，所述第一电路提供指示在 无载状态下所述监视的输出电压高于还是低于所述基准电压的指示而不与所述补偿网络 交互。
18.一种用于提供电压调节控制器的反馈电压的方法，包括 接收监视的输出电压和基准电压；当所述监视的输出电压超过所述基准电压时生成作为反馈电压的指示； 当所述监视的输出电压超过所述监视的输出电压的过冲电平时生成第二指示； 响应所述第二指示禁用电压调节器的开关电路； 选择性地响应负载状态将补偿网络关联于GM放大器的输出节点；以及 选择性地响应无载状态将所述补偿网络从所述GM放大器的输出节点断开。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括当所述监视的输出电压低于所 述监视的输出电压的下冲电平时生成第三指示，以及响应所述第三指示驱动所述电压调节 器的开关电路的步骤。
20.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，生成所述指示的步骤还包括提供指示 在无载状态下所述监视的输出电压高于还是低于所述基准电压的指示以控制所述电压调节控制器的操作的步骤。
全文摘要
本发明为用于在LED驱动电路的非零负载状态期间提供过冲保护和灯开关模式的积分器。一种电压调节器系统包括用于响应于输入电压和开关控制信号生成调节的输出电压的电路。电压分压器连接到该电路的输出节点以提供监视输出电压的方式。电压调节控制器响应于监视的输出电压和基准电压生成开关控制信号。补偿网络关联于电压调节控制器。电压调节控制器还控制用于响应于在无载状态下监视的输出电压低于基准电压的指示对调节的输出电压的输出电流脉冲进行调节而不与环路补偿网络交互的电路。电压调节控制器还选择性地响应于负载状态将补偿网络关联于电压调节控制器，并选择性地响应于无载状态将补偿网络从电压调节控制器断开。
文档编号H05B37/02GK102083257SQ20101050791
公开日2011年6月1日 申请日期2010年9月28日 优先权日2009年9月28日
发明者N·I·阿奇博尔德 申请人:英特赛尔美国股份有限公司