专利名称：除纤颤器的制作方法
技术领域：
本发明涉及除纤颤器，具体地但并不仅仅涉及外部除纤颤器。
先有技术除纤颤器通过作用控制或驱动信号到硅器件的配置来发送单相或双相截顶指数波形来做到这一点。不使用提供直接电连接的机械开关或继电器，使用控制信号能将硅器件从高阻抗状态驱动到低阻抗状态。这一过程比从机械开关能获得的快得多并允许精确地产生若干毫秒的波形。然而，由于需要用诸如光隔离器或耦合变压器将高压器件与低压控制器隔离因而这些方法是复杂与昂贵的。
通常，先有技术方法利用硅控整流器(SCR)与绝缘门控双极晶体管(IGBT)。这些器件能用只额定在数十伏上的门驱动电路导出超过1000伏的脉冲。然而，当前的商品器件不能承受高于大约1200伏。因此，为了导出外部除纤颤通常需要的超过数千伏的脉冲，必须至相叠加若干器件。这是称作“推拉式连接(totempoling)”的概念并且是熟悉本技术的人员所熟知的。没有推拉输出电路，一旦超出了SCR的最大额定电压，它们会自发改变到它们的低阻抗状态。类似地，如果超出了IGBT的最大电压，它将出现毁灭性地故障。此处如果超过了电压改变率(δV/δt)，SCR将自发改变状态。
用实例示出的
图1包含推拉式连接在一起的两个SCR，SCR1与SCR2。图1中对上方器件SCR2的门驱动电路GD2是在点B上的信号地线上浮动的，点B是在等于跨越点B与C之间的下方器件SCR1的电压的电压V1上。因此对SCR2的门驱动需要与公共接地点C隔离。图1中，这一隔离是用变压器耦合器T达到的。变压器使脉冲无需任何直接电连接便能跨越隔障IB。在假定对SCR1及SCR2的门驱动波形是同步的时候整个配置与带提高的电压容量的单一SCR等效地工作。门驱动波形通常由来自定时控制器的逻辑电路生成。采用隔离的驱动电路来控制这些硅器件意味着试图减小电路的整体尺寸是有限的，因为在最终的电路的不同区上需要大的物理间隙或气隙。此外，隔离器需要额外的支承电路及同步驱动波形，所有这些都在最终设计中占用物理空间与附加成本。
按照本发明的一个方面，提供了权利要求1与/或从属于它们的权利要求中的一或多项中所确定的除纤颤器。
本发明还指向所描述的装置操作的方法，该方法包含用于实现该装置的每一种功能的方法步骤。
在本说明书中，“不受控制的固态器件”(USD)指称没有任何外部控制信号的作用，当跨越其端点作用大于预定阈值的电压时便自动进行从高阻抗状态到低阻抗状态的转移的双端固态器件。USD可以是单一的集成部件或可以是用多个固态部件构成的电路。USD的基本实例为肖克莱二极管。
“上导通(breakover)USD”为当作用电压超过阈值时无条件转移到低阻抗状态的USD。
“下导通(breakunder)USD”为只在作用电压不超过大于第一阈值的第二阈值时才转移到低阻抗状态的USD。
具体实施例方式
这里要描述的本发明的实施例采用具有肖克莱二极管的特征并在这里称作上面所定义的不受控制的固态器件(USD)的器件或电路。与SCR及IGBT不同，肖克莱二极管不需要门驱动信号将它从高阻抗状态起动到低阻抗状态。图2a示出作为带有各自的掺杂密度P1、N1、P2与N2的四层硅器件的肖克莱二极管的基板构造。
图2b示出用来表示肖克莱二极管的符号；注意只有两个连接端。肖克莱二极管主要是单向的，因为当作用信号的极性是在正向偏置器件的特定方向上时它只能以其设定的高阻抗状态改变到降低的阻抗的状态，见图2C。作用反向极性的信号不能改变器件的状态，除非电压超过其反向击穿电压(Vr)。肖克莱二极管的特征在于当在正向偏置方向上跨越器件作用电压时，只在该电压超过预定的阈值(Vth)时该器件才改变到其低阻抗状态。然而，肖克莱二极管不是容易购得的，并且它们通常只能经受小的电压与电流。然而，通过配其它可购得的器件来为高电压与电流执行等效的功能便能克服这一限制。
图3为使用DIAC与TRIAC的与肖克莱二极管等效的“上导通”USD的高电压、高电流实现。注意图3的总体电路只有两个端点，阳极A’与阴极K’。当将适当的电压作用在其门端g上时，TRIAC将改变到低阻抗状态而允许高电流流过。电阻器R1与R2的组合构成分压器，在晶体管T1的基极上参照阴极K’将电压V向下分压到电压Vb，其中Vb＝V[R2/(R1+R2)]。晶体管T1的发射极跟随器配置将在点X上作用在DIAC上的电压保持在电压Vb以下大约0.7伏上。
除非跨接它的电压超过其阈电压Vd，DIAC将保持在其设定的高阻抗状态中。因此，除非超过了这一电压阈值，USD将在A’与K’之间保持高阻抗。然而，如果X的电压超过了DIAC的阈电压Vd，DIAC将折返并允许电压出现在TRIAC的门极上，然后TRIAC将改变到其低阻抗状态而允许高电流在A’与K’之间流动。因此分压器R1/R2能精确地设定USD在其上改变状态的总体电压。如果在跨越它(即跨越端点A’与K’)的电压V到达一定的阈值Vth时希望USD改变到其低阻抗状态，则选择R1与R2之值使得这一电压Vth导致X上的电压等于DIAC阈电压Vd；即解方程Vd＝[Vth(R2/(R1+R2))]-0.7得出R1与R2。电阻器R3限制注入TRIAC的门端中的电流并防止门极被跨越端点A’与K’的相对地高的电压破坏。注意随着由R1与R2之比确定器件的状态改变，及R3通过T1的电流增益执行DIAC的供电，能将R1与R2两者的值都保持在高位上。R1与R2使用高阻抗值意味着在高阻抗状态中只有非常小的电流漏过USD。二极管D1对抗反向偏压方向上的任何电流并实际上确定USD的反向破坏性特征。
注意能将其从高阻抗的初始状态置于低阻抗状态中的任何器件都能用来代替图3中的TRIAC，例如，USD可采用IGBT、SCR、FET(场效应晶体管)或BJT(双极结式晶体管)的组合。熟悉本技术的人员是知道各种可能的实现的。
图4a示出另一USD，其中将该器件配成在跨越阳极A’与阴极K’的瞬时电压超过严格定义的阈值V1而尚未超过更高的电压阈值Vh时改变到低阻抗状态。换言之，如果跨越图4a中的器件作用的电压V是在严格规定的从V1到Vh的范围之内，则该器件将进入其低阻抗状态，然而如果越出了这一范围，则该器件将保持在其设定的高阻抗模式中。有了这一特定的特征，该器件称作“下导通”USD。图4b与4c分别示出该器件的电路符号及I-V特征。
图4a中的下导通USD的实现类似于图3中的上导通器件的实现。主要差别在于存在电容器C1及第二晶体管T2。电容器C1限制跨越R1的电压的改变率。这又限制了跨越DIAC的电压的改变率。由于跨越DIAC的电压是缓慢上升的，如果在DIAC电压到达其阈值Vd之前，由分压器R4/R5确定的T2的基极上的电压Y上升到跨越T2的基极发射极结的正向偏压以上，则晶体管T2导通而将TRIAC的门极短接到K’上，并从而禁止任何电流进入TRIAC的门极。利用这一配置，能用分压器R4/R5设定上方电压阈值Vh而下方阈值V1则能用R1/R2如前面那样设定。
任何下导通器件可进一步配置成，使得一旦跨越其端点作用了大到足以超过上方阈值Vh的电压而将器件保持在高阻抗状态中时，如果作用电压的幅值下降，该器件仍保持在高阻抗状态中。以这一方式，为了改变到低阻抗状态，必须将电流减小到几乎为零，然后重新作用。这后一器件称作带滞后的下导通USD。
图5a示出带滞后的下导通USD的电流符号。图5b示出基于图4中所示的下导通器件的器件的实现。下面只描述差别。晶体管T2现在构成供电第二DIAC(DIAC2)的第二发射极跟随器。将点Y上的电压设计成在跨越A’、K’的电压V等于上方阈值Vh时具有等于DIAC2的阈值的值。从图5b中可看出，与点X上的电压不同，点Y上的电压将瞬时跟随V并成为按照R4与R5设定的比的V的一部分。如果电压V导致Y上的电压超过DIAC2的电压阈值，则第二TRIAC(TRIAC2)将进入低阻抗状态。TRIAC2一进入其低阻抗状态，T1的基极上的电压Vb便立即降低到几乎零。一旦TRIAC2进入了低阻抗状态，T1便不能供给任何电流给DIAC1并从而不能给TRIAC的门极。图4的这一“反馈”增强在配置中引入了滞后的级。现在TRIAC1进入其低阻抗状态的唯一方法是跨越A’、K’的电压降低到零然后作用一具有在用R1、R2与DIAC1设定的下方阈值与用R4、R5与DIAC2设定的上方阈值之间的值的新电压。这一器件实质上具有三种模式，两种高阻抗及一种低阻抗。如果作用在该配置上的瞬时电压低于低阈值V1，则R1、R2与T1的组合意味着DIAC1并不通过电流而TRIAC1保持在其高阻抗中。如果作用电压大于下方阈值V1且小于上方阈值Vh，则R4、R5与T2的组合意味着DIAC2不通过电流而一旦跨越C1的电压具有了足够的时间来上升时DIAC现在通过电流到TRIAC1的门极，TRIAC1进入其低阻抗状态。然而，如果作用电压大于上方阈值Vh，则R4、R5与T2的组合意味着DIAC2传递电流到TRIAC2的门极借此截止DIAC1并保持TRIAC1在其高阻抗状态中。
应指出图3至5的任何USD都能实现为单一分立集成器件中的掺杂硅层。这些器件都不需要任何外部控制，并在跨越它们的两端A’与K’的电压在规定的阈值以上与/或以下时具有导电的特征。另一特征为一旦在它们的低阻抗状态中，只在流过它们的电流降低到接近零时它们才能返回到它们的高阻抗状态。它们将精确地在哪一电流上开断取决于所使用的特定器件。
图6示出按照本发明的设计成跨越一对患者电极A与B提供单相输出电压脉冲的除纤颤器的基本实施例。该除纤颤器具有能源60(本例中为用充电电路62充电的电容器)、及用于在出现控制信号64时跨越电极A、B连接电容器上的电压的输出电路。输出电路包括将能源60的+ve连接到电极A上的第一电流路径及将该能源的-ve侧连接到电极B上的第二电流路径。第一电流路径包含上导通USD(USD1(bo))，而第二电流路径包含IGBT(IGBT1)。上导通USD1(bo)在从能源作用的电压大到足以超过其阈值时允许来自能源60的电流流过跨越输出电极A与B连接的负载(患者)。可将上导通USD1(bo)构造成如参照图3所描述的。
起初，负载的两侧都见到进入A与B的高阻抗。将门驱动脉冲64作用在IGBT1上导通后者并降低跨越USD1(bo)的整个能源电压。如果将能源充电到USD1(bo)的阈值以上的电压，后者将改变到其低阻抗状态。能源现在开始放电到负载中。在预定的时段之后从IGBT1的门极去掉驱动脉冲64导致IGBT1返回到其高阻抗状态而电路中的电流减小到接近零。以几乎是零的电流，器件USD1(bo)恢复而负载再一次在A与B两侧上见到高阻抗。
在电极A与能源的+ve端之间使用USD意味着不需要隔离的控制电路连接。图6的电路中的唯一控制元件为IGBT1的门及而这是参照电路地线的，因此不需要隔离屏障。传统的二极管D1用于防止在完成充电时电流流回到充电电路中。图6的电路所生成的输出为简单的单相截头指数波形。
虽然图6在第一电流路径中只示出一个USD，应理解高阻抗状态中的输出电路所能经受的电压能通过在第一电流路径中推拉式连接两个或更多USD而加以提高，如前所述。串联的两个或更多USD实际上正象具有作为单个器件的阈值之和的阈值Vth的单个USD那样工作。
图7示出按照本发明设计成跨越患者电极A与B提供双相截头指数输出电压脉冲的除纤颤器的实施例。主要是，图6的实施例已修改成增加用虚线示出的第三与第四电流路径。第三电流路径将能源60的+Ve侧连接到电极B上而第四电流路径将能源的-Ve侧连接到电极A上。第三电流路径包含两个“推拉式连接的”SCR(SCR1与SCR2)，而第四电流路径包含另一IGBT(IGBT2)。第一与第二电流路径如前，除外第一电流路径示出为带有两个推拉式连接的上导通USD(USD1(bo)与USD2(bo))。这两个USD可以是如图3中所示的。为了上面说明的原因，这些SCR具有隔离的门驱动。
操作中，首先将能源60充电到超过推拉式连接的USD的阈值Vth的电压。然后，在时间t0(见图8)上给予器件IGBT1门脉冲64而将其置于其低阻抗。这实质上跨越推拉式连接的USD放置了能源的整个电压(如前面所述使用了两个USD来提高电路能经受的电压)。因此USD导通(器件SCR1、SCR2与IGBT2保持在它们的高阻抗状态中)，而电流从电极A到电极B流过负载。随着负载从能源消除能量，能源作用的电压衰减。在稍后的时间t1上，IGBT1的门信号消除而它返回到其高阻抗状态。这导致电路中的电流降低到几乎零因而将器件USD1(bo)与USD2(bo)返回到它们的高阻抗状态。选择瞬时t1使得在这一时刻上保留在能源上的电压低于推拉式连接的器件USD1(bo)与USD2(bo)的阈值Vth。
现在，在紧跟着t1后面的时间t2上，同时给予器件IGBT2、SCR1与SCR2门驱动脉冲64’将它们置予它们的低阻抗状态中。现在在相反方向上放电电流流过负载，即从电极B到电极A。在经过了另一预定的时段之后，在t3上消除对器件IGBT2的门驱动而电路中流动的电流降低到几乎零。这再一次导致两个SCR也返回到它们的高阻抗状态。得出的输出示出在图8中。
在这一电路中，SCR需要隔离的门驱动。然而，在本例中只需要两个这种隔离的门驱动。先有技术所使用的方法至少需要四个隔离的门驱动电路。同时总共只需要控制四个器件而不是以前需要的6条控制线。
图9示出本发明的第三实施例。它与图7的实施例的不同之处在于用带滞后的推拉式连接的下导通USD(USD3(bu)与USD4(bu))取代了推拉式连接的SCR(SCR1与SCR2)。
操作中，首先将能源60充电到大于推拉式连接的上导通USD的阈值Vth并且也大于推拉式连接的下导通USD的上方电压阈值Vh的电压。然后，在时间t0上(见图8，它也适用于本例中)，给予器件IGBT1门脉冲64将其置予低阻抗状态。这实质上跨越推拉式连接的上导通USD(USD1(bo)与USD2(bo))放置了能源的整个电压。所有其它器件保持在它们的高阻抗状态中(下导通USD因为电压是在它们的上方阈值Vh以上；这是重要的，因为否则它们会导通而旁路负载)。因此导通上导通USD而电流从电极A到电极B流过负载。随着负载从能源取走能量，能源所作用的电压衰减。在稍后的时间t1上，消除了IGBT的门信号而返回到其高阻抗状态。这导致电路中的电流降低到几乎零而将器件USD1(bo)与USD2(bo)返回到它们的高阻抗状态。选择瞬时t1使得在该点上保留在能源上的电压低于推拉式连接的器件USD1(bo)与USD2(bo)的阈值Vth但在推拉式连接的器件USD3(bu)与USD4(bu)的上方与下方电压阈值V1、Vh之间。
在紧跟在t1后面的时间t2上，给予器件IGBT2门驱动脉冲64’将其置于低阻抗状态中，现在器件USD3(bu)与USD4(bu)导通，因为跨越它们作用的电压是在它们的上方与下方电压阈值之间，并且放电电流在相反方向上流过负载，即从电极B到电极A。经过了另一预定时段之后，在t3上去掉对器件IGBT2的门驱动而将在电路中流动的电流降低到几乎零。这再度导致USD3(bu)与USD4(bu)返回到它们的高阻抗状态，得出的输出如图8中所示。
特别值得指出的是对于这一配置没有对电路中任何器件的隔离的连接门控制连接。也只有两个器件(IGBT1与IGBT2)需要控制信号并且它们都是参照电路地线的直接电连接。这是尺寸与部件成本的重大节省。此外，为了控制整个电路只需两个控制信号而不是其它情况必需的五个。控制电路现在能简单地脉动一个IGBT(IGBT1)来产生输出波形的第一相位及脉动第二IGBT(IGBT2)来产生输出的第二相位。
图10示出本发明的第四实施例。它与图9的第三实施例的不同之处在于已分别用上导通USD(USD5(bu)及下导通USD(USD6(bu))取代了两个IGBT(IGBT1与IGBT2)。并且加上第二与第四电流路径公用的IGBT(IGBT3)。为了简单起见电路在第一和第三电流路径中使用单一的USD(分别是USD1(bo)与USD3(bu))，然而如所描述的，在各路径中可推拉式连接两或更多这种器件以便提高电路经受更高的电压的能力。虽然这一配置增加了另一电路元件IGBT3，输出电路是全自动的并且连接在跨越A与B的负载上的所有器件是不受控制的。所需的唯一控制信号是对公共地线回路中的IGBT3的门极的信号。
操作中，已将储能器件60充电到幅度上大于上导通器件USD1(bo)与USD5(bo)的阈值，并且还高得不致进入会将USD3(bu)与USD6(bu)置于它们的低阻抗状态中的阈值范围的电压时，作用在IGBT3上的门驱动脉冲64将导通USD1(bo)与USD5(bo)并导致电流在从A到B的方向上流过负载。预定的时间间隔以后去掉对IGBT3的门驱动和前面一样将电路中的电流降低到几乎零而所有器件都将返回到它们的高阻抗状态。假定跨越储能器件的电压小于USD1B(bo)与USD5(bo)的阈值，并且进一步假定电压是在允许下导通器件USD3(bu)与USD6(bu)进入它人的低阻抗状态所需的阈值之内，对IGBT3作用第二门脉冲64’将导致电在从B到A的反方向上流过负载。这再一次导致生成图8的双相波形。
注意，不要求对任何器件的任何隔离的连接，而且为了整个电路进行全面操作只须作用一门驱动信号在单一的器件上。应理解这一配置意味着包含USD1(bo)、USD5(bo)、USD3(bu)、USD6(bu)与IGBT3的整个输出电路能容易地作为单一的集成固态部件实现。这将进一步意味整个输出级将是只需要5个连接的单一封装的集成模块。这些连接将是一个公共的地线连接、来自能源的一个输入、到电极A与B的两个输出连接及一个参照控制该器件的公共地线的单一输入控制连接。图11示出包含这一集成电路66的电路的框图，注意即使IGBT的门驱动电路也能包含在该模块中，只剩进入要求标准TTL型信号的电路的控制端。这对于成本、尺寸及复杂性表示许多节省。
在本发明的第五实施例中，它是图10中所示的实施例的改型并且同样可用作为单一集成电路部件的输出电路构成，能源是可编程的有源电源68而不是无源的电容。参见图12a，这里将能源设计成能提供可编程的恒定DC电压，并在将这一电压设定在上导通器件USD1(bo)与USD5(bo)的导通阈值Vth以上且大于下导通器件USD3(bu)与USD6(bu)的低阻抗阈值范围的电平上时，电流再一次从A到B流过负载。这时将可编程电源设定为供给零伏的电压一个预定的时间间隔导致所有的器件返回到它们的高阻抗状态。进一步将其设定为供给小于USD1(bo)与USD5(bo)的阈值且在允许下导通器件USD3(bu)与USD6(bu)进入它们的低阻抗状态所要求的阈值范围内的电压，将导致电流在从B到A的反方向上流动。得出的波形可从图12b中的示例看出。通过将附加的USD放置在电路配置中还有可能选择若干能源。这样便能在希望得到所要求的脉冲形状的任何时间上选择用来供电输出电路的能源。
因此本发明提供改进的装置来生成各式各样的脉冲与脉冲形状，但是用比当前可获得的其它装置更少的部件与更大简单性来做到这一点。
应理解可在上面描述的任何电路中的能源与电极A与B之间增加其它包含USD或其它固态器件的电流路径，借此允许以预定的极性增加第三、第四或后面的相位。
应理解为了电路在实践中可靠地操作可能需要进一步的保护性部件。作为示例，可与能源的输出串联放置电感器来限制电路中的电流的变化率。对于熟悉本技术的人员，这些增加物是熟知的。
如上所示，对于熟悉本技术的人员，利用推拉式连接来提高电路能经受的电压量是熟知的。因此，在前面所有的实施例中，去往或来自电极A或B的各电流路径可按照电压要求只包含单一USD或其它固态器件或者两个或更多推拉式连接的这些器件。
本发明不限于这里所描述的实施例，它可以修改或改变而不脱离本发明的范围。
权利要求
1.一种除纤颤器，包括用在患者身上的第一与第二电极、电压源、以及用于在出现至少一个控制信号时跨越电极连接该电压源的输出电路，其中该输出电路包含将电压源的一侧连接在第一电极上的第一电流路径及将电压源的另一侧连接在第二电极上的第二电流路径，各该第一与第二电流路径包含至少一个固态开关器件，以及第一与第二电流路径中至少一条中的该或各开关器件为这里所定义的USD。
2.权利要求1中所要求的除纤颤器，其中该输出电路还包含将电压源的一侧连接在第二电极上的第三电流路径及将电压源的另一侧连接在第一电极上的第四电流路径，各该第三与第四电流路径也包含至少一个固态开关器件。
3.权利要求1或2中所要求的除纤颤器，其中各该第一与第三电流路径中的该或各开关器件为USD。
4.权利要求3中所要求的除纤颤器，其中第一电流路径中的该或各USD为上导通USD，而第三电流路径中的该或各USD为下导通USD。
5.权利要求4中所要求的除纤颤器，其中各该第二与第四电流路径包含受控的固态开关器件。
6.权利要求4中所要求的除纤颤器，其中第二电流路径中的该或各USD为上导通USD而第四电流路径中的该或各USD为下导通USD，该输出电路还包含第二与第四电流路径公用的受控固态开关器件。
7.前面任何权利要求中所要求的除纤颤器，其中该电压源为电容器。
8.权利要求1至6中任何一项中所要求的除纤颤器，其中该电压源为可编程电压源。
9.前面任何权利要求中所要求的除纤颤器，其中该或各USD为单一集成固态器件。
10.权利要求1至8中任何一项所要求的除纤颤器，其中该输出电路为单一集成固态器件。
全文摘要
一种除纤颤器包括应用在患者身上的第一与第二电极(A、B)、电压源(60)、以及用于在出现控制信号(64)时跨越电极连接电压源的输出电路。该输出电路包含将电压源的一侧连接在第一电极(A)上的第一电流路径及将电压源的另一侧连接在第二电极(B)上的第二电流路径。各该电流路径包含至少一个固态开关器件USD1(bo)或IGBT1。电流路径中至少一条中的开关器件USD1(bo)没有外部控制且具有类似于肖克莱二极管的特征。
文档编号A61N1/39GK1404406SQ01805255
公开日2003年3月19日 申请日期2001年2月13日 优先权日2000年2月18日
发明者詹姆斯·艾伦, 约翰·麦丘恩·安德森, 阿利斯特·罗伯特·麦金太尔 申请人:哈特塞恩技术有限公司