器31可包括功率开关，其仅沿单个方向导通。在该情况下，控制器24将清除S1、S2和S3并且设置S4，以便于从左到右续流相绕组18。控制器24于是将清除S1、S3和S4并且设置S2，以便于从右到左续流相绕组18。在逆变器31低侧回路中的电流于是向下流动通过已经闭合的低侧开关(例如Q4)，并且向上流动通过断开的低侧开关(例如Q2)的二极管。
[0036]控制器24根据转子16的速度以两种模式中的一种操作。在低于预定阈值的速度下，控制器24以加速模式操作。在预定阈值的速度处或之上，控制器24以稳态模式操作。转子16的速度由HALL信号的两个连续的边缘之间的间隔T_HALL确定。该间隔将在后文中被称为HALL时段。
[0037]在每个模式下，控制器24响应于HALL信号的边缘换向相绕组18。每个霍尔边缘对应于转子16极性的改变，且由此对应于在相绕组18中感生的反电动势的极性的改变。更具体地，每个HALL边缘对应于反电动势中的过零点。换向涉及颠倒通过相绕组18的电流的方向。因此，如果电流沿从左到右的方向流动通过相绕组18，换向涉及从右到左退出绕组。
[0038]加速模式
[0039]当在加速模式下操作时，控制器24与HALL信号的边缘同步地换向相绕组18。在每一个电半周期中，控制器24相继地激励和续流相绕组18。更具体地，控制器24激励相绕组18，监控电流信号I_BRUSHLESS，然后在相绕组18中的电流超过预定限制时续流相绕组18。续流于是持续预定续流时段，在该时间期间，相绕组18中的电流下降到低于电流限值的水平。在续流时段结束时，控制器24再次激励相绕组18。激励和续流相绕组18的该过程在电半周期的整个长度上持续。控制器24由此在电半周期期间从激励切换到续流多次。
[0040]图10示出了当在加速模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号S1-S4的波形。
[0041 ]在相对低速下，在相绕组18中感生的反电动势相对较小。相绕组18中的电流由此在激励期间相对快速地升高，并且在续流期间相对缓慢地下降。此外，每个HALL时段的长度且由此每个电半周期的长度是相对长的。因此，控制器24从激励切换到续流的频率相对较高。然而，当转子速度升高时，反电动势的幅度增大且由此电流在激励期间以更慢地速率升高，且在续流期间以更快的速度降低。此外，每个电半周期的长度减小。结果，切换的频率减小。
[0042]稳态模式
[0043]当在稳态模式下操作时，控制器24可以相对于每个HALL边缘提前、同步或延迟换向。为了相对于特定HALL边缘换向相绕组18，控制器24响应于前一个HALL而动作。响应于前一个HALL边缘，控制器24从HALL时段T_HALL减去相时段T_PHASE，来得到换向时段^⑶皿:
[0044]T_C0M = T_HALL- T_PHASE
[0045]控制器24然后在前一个HALL边缘之后的时刻乙(:01处换向相绕组18。结果，控制器24相对后续HALL边缘在相时段T_PHASE处变换相绕组18的电流方向。如果相时段为正，则换向在HALL边缘之前发生(提前换向)。如果相时段为零，则换向在HALL边缘处发生(同步换向)。并且如果相时段为负，则换向在HALL边缘之后发生(延迟换向)。
[0046]提前换向在较高转子速度下使用，而延迟换向在较低转子速度下使用。当转子16的速度增大时，HALL时段减小，且因而与相电感相关的时间常数(L/R)逐渐变得重要。另外，在相绕组18中感应的反电动势增大，这进而影响相电流升高的速率。由此变得越来越难以驱动电流，且由此驱动功率，至相绕组18中。通过提前于HALL边缘，且由此提前于反电动势中的过零点换向相绕组18，电源电压通过反电动势升高。结果，穿过相绕组18的电流的方向更快地反向。此外，相电流领先于反电动势，其有助于补偿电流升高的较低速率。尽管这于是产生短时间的负扭矩，这通常通过随后在正扭矩中的增益得到充分补偿。当在较低速度下操作时，不需要提前换向来驱动所需电流到相绕组18中。此外，最佳效率通过通过延迟换向来实现。
[0047]当在稳态模式下操作时，控制器24将每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段。控制器24于是在传导时段激励相绕组18并且在续流时段续流相绕组18。当在稳态模式中操作时，并不预期相电流在激励期间超过电流限值。因此，控制器24在电半周期期间从激励切换到续流仅一次。
[0048]控制器24在传导时段乙⑶上激励相绕组18。在传导时段结束时，控制器24续流相绕组18。然后续流无限制地持续，直到控制器24换向相绕组18时刻为止。控制器24由此使用两个参数控制相绕组18的激励:相时段T_PHASE和传导时段T_CD。相时段限定激励的相位(即相绕组18被激励所处于的相对于反电动势的过零点的角度或电周期)，并且传导时段限定激励长度(即相绕组18被激励所越过的角度和或电周期)。
[0049]图11示出了当在稳态模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号S1-S4的波形。在图11中，相绕组18与HALL边缘同步换向。
[0050]电源电压的幅度影响在传导时段中被驱入到相绕组18中的电流的量。由此电机15的输入和输出功率对电源电压的改变敏感。除了电源电压，电机15的功率还对转子16的速度的变化敏感。当转子16的速度变化时(例如响应于负载的改变)，反电动势的幅度也变化。因此，在传导时段中被驱入到相绕组18的电流量会改变。控制器24由此可响应于电源电压幅度的变化改变相时段和传导时段。控制器24还响应于转子16速度的变化改变相时段。
[0051]控制器24存储电压查找表，其包括用于多个不同电源电压的每个的相时段T_PHASE和传导时段T_CD。控制器24还存储速度查找表，其包括对于不同转子速度和不同电源电压的每个的速度补偿值。查找表存储在每个电压和速度点处实现特定输入功率或输出功率的值。在本实施例中，查找表存储实现恒定输出功率的值。
[0052]控制器24使用电源电压索引电压查找表，以选择相时段和传导时段。控制器24然后使用转子速度和电源电压索引速度查找表，以选择速度补偿值。由电压传感器23输出的V_DC信号提供电源电压的测量值，而HALL时段的长度提供转子速度的测量值。控制器24然后将选定的速度补偿值加到选定的相时段，以便于获得经速度补偿的相时段。换向时段T_COM于是通过从HALL时段T_HALL减去经速度补偿的相时段而获得。
[0053]速度查找表存储速度补偿值，其不仅取决于转子16的速度，而且还取决于电源电压的幅度。原因是，随着电源电压的降低，特定速度补偿值对电机15的功率具有较小的净效果。通过存储取决于转子速度和电源电压的速度补偿值，响应于转子速度的改变，对电机15的输出功率的更好的控制可以被实现。
[0054]应注意到两个查找表被使用，以确定相时段，T_PHASE。第一查找表(即电压查找表)使用电源电压索引。第二查找表(即速度查找表)使用转子速度和电源电压两者索引。由于第二查找表使用转子速度和电源电压两者索引，可能有人会质疑对两个查找表的需要。然而，使用两个查找表的优势在于不同的电压分辨率可以被使用。电机15的输出功率对于电源电压的幅度较为敏感。相反，速度补偿值对于输出功率的作用对电源电压不那么敏感。因此，通过使用两个查找表，更精细的电源电压分辨率可以被用于电压查找表，且较粗糙的电压分辨率可以被用于速度查找表。结果，对电机15的输出功率的相对良好的控制可以通过使用较小的查找表实现，其于是降低了控制器24的存储需求。
[0055]有刷电机的控制
[0056]控制器24的外设包括PWM模块，其配置为产生和输出控制信号S5。处理器加载PWM模块以固定周期和根据电源电压和电机电流的占空比。控制信号S5由此为具有固定周期和可变占空比的PWM信号。
[0057]当电池组9放电时，用于为有刷电机11、13提供电力的电源电压降低。处理器由此响应于电源电压的变化调整PWM模块的占空比。更特别地，处理器调整HVM模块的占空比使得到有刷电机11、13的输入电压是恒定的。由于输入电压为脉冲，瞬时电压自然会变化。恒定电压应该由此被理解为意味着输入电压在PWM信号的每个周期上平均时是恒定的。对于给定负载，有刷电机11、13的速度正比于输入电压。因此，通过确保输入电压为恒定，电机11、13的速度在电池组9放电时不改变。
[0058]控制器24存储另一电压查找表，其包括用于不同电压的不同占空比。处理器于是使用由电池组9提供的电源电压(由V_DC信号确定)来索引该另一电压查找表，已选择占空比。
[0059]在使用真空吸尘器1期间，搅拌器10、12且由此有刷电机11、13经历不同的负载。结果，由电机11、13抽取的电流变化。由于欧姆损耗，跨功率开关40和第二电流传感器42存在电压降，其对电机11、13中的电流的幅度敏感。到电机11、13的输入电压由此对负载的改变敏感。控制器24由此响应于电流变化调整占空比。然而，基