预充电电压的值。
[0219]如果基准电压Vms是O伏特，则通过下面所示的公式⑵来表示预充电电压电平VpcgO在下面所示出的公式中:
[0220]t:第四开关SW4处于导通状态的时长；以及
[0221]τ:数据线DTL的负载电容与负载电阻的乘积。
[0222]Vpcg = Vdd2X {1-exp(-t/x)} (2)
[0223]基于灰度信号DTin的值，预充电控制电路227控制第四开关SW4处于导通状态的时长。预充电控制电路227具有基于灰度信号DTiJ^值的查询表。
[0224]图13是用于说明用于设定预充电电压的查询表的结构的表格。
[0225]在图13中所示的实例中，将预充电电压的最大值设定为视频信号电压Vsig的最大设计值的约一半的值。如果视频信号电压Vsig低于其最大设计值的约一半的值，将预充电电压与视频信号电压Vsig设计成相同的值。如果视频信号电压V Sig高于其最大设计值的约一半的值，将预充电电压的最大值设定为视频信号电压Vsig的最大设计值的约一半的值。
[0226]应根据显示装置的规格等适当地设定在图8中所示的电源电压Vdd2的值和查询表中的IVtlS T 2_MX的值，以使得可以顺利执行上述预充电操作。例如，Vdd2可以等于Vddi或者Vdd2可以低于V DD1。根据显示装置的规格，Vdd2可以近似等于VDD1/2。
[0227]可以通过供应上述预充电电压减少源放大器224中的输出电压的变化。因此，减少了源放大器224中产生的热量。在包括第四开关SW4的部分中，由于伴随预充电的充电/放电电流而产生热量。然而，在整个信号输出电路中，将热生成单元分割成Vddi系统和Vdd2系统，因此，热设计中的裕量变大。因此，还可以实现构成信号输出电路的半导体装置的更高集成度，并且可以降低成本。在不产生充电/放电电流并且不需要预充电的情况下，诸如当显示黑色时(例如，Vsig= O伏特)，可以将开关SW4导通的时长设定为O秒，并且可以不执行预充电。
[0228]在信号输出电路220中，基于灰度信号DTin的值控制源放大器224中的偏置电流的值。
[0229]偏置控制电路228具有灰度信号DTin的值和基于灰度信号DT ^的值的查询表。
[0230]图14是用于说明用于设定偏置电流的查询表的结构的表格。
[0231]在图14中所示的实例中，以100% (H电平)、75%、50%、25%以及0% (L电平)等五个电平来控制偏置电流，且100%是在视频信号电压Vsig具有其最大设计值时而设置的值。在图12中，简化并且以“H/.../L示出了这五个电平。
[0232]在定性术语中，当视频信号电压Vsig的值变大时，写入数据线中的电流大小增加，因此，执行控制使得偏置电流变大。
[0233]因此，以优选的方式控制在将视频信号电压Vsig写入显示元件10中时的偏置电平。因此，无需考虑灰度信号DTin的值，可以在保持固定偏置电平的结构中减少源放大器的功耗。
[0234][第三实施方式]
[0235]第三实施方式还涉及根据本公开的显示装置、显示装置的驱动方法以及信号输出电路。
[0236]通常，显示装置基于从外部传输的数据显示图像。第三实施方式中的信号输出电路包括差分接收单元，该差分接收单元接收从外部定时控制器传输的数据并且被设计成基于接收数据产生灰度信号。基于指示外部定时控制器是否传输有助于图像显示的数据的信号来控制差分接收单元中的差分放大器的电源供给路径的导通/非导通状态。
[0237]更具体地，当外部定时控制器传输有助于图像显示的数据时，差分放大器的电源供给路径处于导通状态，并且当外部定时控制器不传输有助于图像显示的数据时，差分放大器的电源供给路径处于非导通状态。从而可以减少差分接收单元的功耗。
[0238]除了使用图像显示单元3替代了图像显示单元I并且使用信号输出电路320替代了信号输出电路120之外，根据第三实施方式的显示装置3的示意图与图1中的相同，。
[0239]在显示装置3中，除了信号输出电路320之外的部件与第一实施方式中的显示装置I中的相应部件相同。此处不再对其进行说明。信号输出电路中有助于驱动第η条数据线的部分可具有上面参考图2所描述的第一实施方式的结构，或者可具有上面参考图8所描述的第二实施方式的结构。因此，此处不再进行对驱动第η条数据线的说明。
[0240]图15是用于说明根据第三实施方式的信号输出电路的结构的示意性框图。
[0241]例如，将数据从外部定时控制器Tx传输至信号输出电路320。信号输出电路320包括:差分接收单元321 (还被称为Rx)，从外部定时控制器Tx接收数据；串行/并行转换单元322，将差分接收单元321的串行信号转换成并行信号；移位寄存器单元323，将并行数据从串行/并行转换单元322输入至移位寄存器单元323中；锁存单元(latch unit) 324，锁存单元324保持来自移位寄存器单元323的信号；DA转换器325，转换由锁存单元所保持的数字数据；以及输出单元326，对DA转换器325的输出进行放大并且将放大结果输出至数据线DTL。
[0242]为了便于理解，现描述参考例。
[0243]图16A是用于说明定时控制器与作为参考例的差分接收单元之间的连接的示意性电路图。图16B是作为参考例的差分接收单元的电路图。
[0244]作为参考例，通过差分信号传输路径将数据从定时控制器Tx传输至差分接收单元321'。Ro表示终端电阻器。
[0245]例如，如图16B中所示，差分接收单元321'包括晶体管，该晶体管是场效应晶体管(FET)。在图16B中，未示出差分接收单元32P中的增益级。使用包括P沟道晶体管T1和T2以及η沟道晶体管T 3和T 4的电流镜相电路形成差分接收单元321'，并且将来自差分信号传输路径的信号施加于晶体管1和T 4的栅极。晶体管T 5是设定偏置电流的晶体管。当差分接收单元321'以较高速度运行时，需要增加偏置电流，并且与偏置电流相关联的功耗也随之增加。
[0246]图17Α是用于说明根据第三实施方式的定时控制器与差分接收单元之间的连接的示意性电路图。图17Β是根据第三实施方式的差分接收单元的电路图。
[0247]当从定时控制器Tx传输有助于图像显示的数据时，需要适当地操作差分接收单元。然而，当不从定时控制器Tx传输任何有效数据时，如果差分接收单元保持处于运行状态，则浪费了电力。
[0248]因此，如图17Α中所示，定时控制器Tx将指示定时控制器Tx是否传输有助于图像显示的数据的信号IF_EN传输至差分接收单元。
[0249]如图17B中所示，在根据第三实施方式的差分接收单元321中，晶体管T6串联连接至差分放大器的电源供给路径，并且将信号IF_EN输入至晶体管！^的栅极。当从定时控制器Tx传输有助于图像显示的数据时，晶体管1~6处于导通状态。在任何其他情况下，晶体管T6处于非导通状态。因此，可以减少差分接收单元321的功耗。
[0250]图17B中所示的差分接收单元321的结构仅是实例。例如，可替代地，差分接收单元321可具有类似于由图4中的124A所表示的差分放大级的结构。
[0251]已经详细描述了信号输出电路320的操作。现参考图18、图19A和图19B、图20A和图20B、图21A和图21B、图22A和图22B、图23A和图23B以及图24，详细描述第一实施方式至第三实施方式中的整个显示装置的相同操作。因为将预充电电压施加于数据线DTL并不影响显示元件10的任何操作，所以为了便于说明，此处不再描述将预充电电压施加于数据线DTL。
[0252][周期TP⑵_J(参见图18和图19A)
[0253][周期TP(2)_J是前一显示帧的操作周期和第(n，m)显示元件10在完成前一周期中的各种处理之后的处于发光状态的周期。即，基于后面所示公式(5')的漏极电流IdJ流入形成第(n，m)像素的显示元件10中的发光单元ELP中，并且形成的第(n，m)像素的显示元件10的亮度具有对应于漏极电流Ids'的值。此处，写入晶体管TRw处于非导通状态，并且驱动晶体管TRd处于导通状态。第(n，m)显示元件10的发光状态持续，直至被布置在第(m+m')行上的显示元件10的水平扫描周期开始之前。
[0254]如上所述，对于各水平扫描周期，将基准电压Vm,视频信号电压Vsig供应至数据线DTLn。然而，因为写入晶体管TRW#于非导通状态，故即使数据线TLn的电位(电压)在[周期TP(2)_J期间改变，第一节点ND1和第二节点ND 2的电位也不改变(实际上，由于寄生电容的静电耦合等而发生电位变化，但是，通常可以忽略这种变化)。这种情况适用于后面所描述的[周期TP⑵J。
[0255]图18中所示的[周期TP (2)。]至[周期TP⑵6]是从完成前一周期中的各种处理之后的发光状态结束直至刚好在下一写入处理之前的操作周期。原则上，在[周期TP(2)J至[周期TP(2)6]中，第(n，m)显示元件10处于不发光状态。如图18所示，第m水平扫描周期Hm中包括[周期TP (2) 5]、[周期TP (2)6]以及[周期TP⑵7]。
[0256]此外，在[周期TP(2)3]和[周期TP(2)5]中，尽管基于来自扫描线SCL的扫描信号经由被置于导通状态的写入晶体管TRw将基准电压Vms从数据线DTLn施加于驱动晶体管TRd的栅极电极，然而，将驱动电压V _从电源线PSl施加于驱动晶体管TR D的一个源极/漏极区域，并且使驱动晶体管TRd的另一个源极/漏极区域的电位更接近于通过从基准电压Vms中减去驱动晶体管TRd的阈值电压而计算的电位。同样，执行阈值电压撤消处理。
[0257]在下面的描述中，在水平扫描周期中，或者更具体地，在第(m-Ι)水平扫描周期Hnrl和第m水平扫描周期Hm中执行阈值电压撤消处理(threshold voltage cancelingprocess)，但是还可以在其他周期中执行阈值电压撤消处理。
[0258]在[周期TP (2) J中，将初始化电压Vcc_l (即，其与基准电压VQfs的差超过驱动晶体管TRd的阈值电压)从电源线PSl施加至驱动晶体管TRd的一个源极/漏极区域，并且基于来自扫描线SCLm的扫描信号经由被置于导通状态的写入晶体管TRw将来自数据线DTL ?的基准电压Vms施加至驱动晶体管TRd的栅极电极。同样，对驱动晶体管TRd的栅极电极的电位与驱动晶体管TRd的另一个源极/漏极区域的电位进行初始化。
[0259]在图18中，[周期TP⑵J对应于第(m-2)个水平扫描周期Hm_2中的基准电压周期(将基准电压Vms施加到数据线DTL的周期)，[周期TP⑵3]对应于第(m-Ι)个水平扫描周期Hnrl中的基准电压周期，并且[周期TP(2) 5]对应于第m个水平扫描周期Hm中的基准电压周期。
[0260]参考图18和其他描述了 [周期TP(2)q]至[周期TP⑵8]等各周期中的操作。
[0261][周期TP⑵。](参见图18和图19B)
[0262][周期TP(2)J是从前一显示帧继续至当前显示帧的操作周期。即[周期TP⑵。]是从前一显示帧中的第(m+m')个水平扫描周期开始至当前显示帧中的第(m-3)个水平扫描周期结束的周期。原则上，在[周期TP(2)J中，第(n，m)个显示元件10处于不发光状态。在[周期TP(2)J开始时，将从电源单元100供应至电源线PSlm的电压从驱动电压Vrc_H切换至初始化电压V W。因此，第二节点ND2的电位下降至V W，在发光单元ELP的阳极电极与阴极电极之间施加反向电压，并且将发光单元ELP置于不发光状态。与第二节点ND2的电位下降一样，处于浮置状态的第一节点ND i的电位(驱动晶体管TRd的栅极电极)下降。
[0263][周期TP⑵J(参见图18和图20A)
[0264]然后，当前显示帧中的第(m-2)个水平扫描周期民_2开始。在[周期TP⑵J中，将扫描线SCLm设定在高电平，使得将显示元件10的写入晶体管TRw被置于导通状态。从信号输出电路220供应至数据线DTLJ^电压是基准电压V Qfs。因此，第一节点电位变成V0fs(ο伏特)。因为急于电源单元loo的操作将来自电源线Psim的初始化电压V加至第二节点ND2，所以第二节点冊2的电位保持处于V.L(-10伏特)。
[0265]因为第一节点ND1与第二节点ND2之间的电位差是10伏特，并且驱动晶体管TRd的阈值电压Vth是3伏特，所以驱动晶体管TRd处于导通状态。发光单元ELP中的第二节点ND2与阴极电极之间的电位差是-10伏特，并且并不超过发光单元ELP的阈值电压V th_a。因此，第一节点ND1的电位和第二节点ND 2的电位被初始化。
[0266][周期TP⑵2](参见图18和图20B)
[0267]在[周期TP(2)2]中，将扫描线SCL#定成低电平。将显示元件10的写入晶体管TRw置于非导通状态。第一节点ND i与第二节点ND2的电位基本与前一周期保持相同。
[0268][周期TP⑵3](参见图18和图21A)
[0269]在[周期TP(2)3]中，执行第一阈值电压撤消处理。将扫描线SCLmS定成高电平，使得显示元件10的写入晶体管TRw被置于导通状态。从信号输出电路220供应至数据线DTLn的电压是基准电压V 0fs ?第一节点电位是V 0fs (O伏特)。
[0270]然后，将从电源单元100供应至电源线PSlm的电压从电压V —切换至驱动电压Vrc_H。因此，第一节点电位不改变(或者保持处于V Qfs= O伏特)，但是，第二节点ND 2的电位朝向通过从基准电压Vws中减去驱动晶体管TRd的阈值电压V th而求出的电位改变。BP，第二节点ND2的电位变高。