本实用新型涉及汽车电子控制单元硬件设计技术领域，尤其是车载24V系统抛负载瞬态过压保护电路。
背景技术：
汽车电子产品，例如电子控制单元、信息娱乐系统都是接到一个电源上的，这些电子产品的电源是车载电池或是发电机，由于汽车上的工作环境比较复杂，会受到温度、工况等条件的影响，电池或发电机的输出电压出现会波动。此外，使用电机、电磁阀、燃油喷射等负载的汽车系统会把尖峰噪声和几种瞬态浪涌电压引入到电源线或信号中。在车辆供电环境中的瞬态过压现象中，对电子设备危害最大的就是抛负载瞬态过压现象。
由于汽车电子电气系统中的抛负载瞬态电压现象电压值较高，尤其是24V系统的电子设备，如果没有在电子设备的电源入口对抛负载瞬态过压进行抑制，很可能造成电子设备损坏。
目前大部分电子设备都是通过一个瞬态电压抑制器件(TVS)进行抛负载等工况下瞬态过压抑制的。但是在24V系统电子设备中，出于成本等因素的约束，会应用一些额定电压值为40V左右的器件，例如H桥驱动芯片MC33887，其额定电压为40V。根据测试标准ISO-16750-2中关于模拟车辆抛负载工况的测试标准，抛负载瞬态过压保护电路原理框图测和试波形如图1和图2所示，选取测试波形的参数如下：
测试波形峰值电压Us：202V
发电机内阻Ri：6Ω
持续时间td：200ms
上升时间tr：＝10ms
对于24V系统的汽车电子设备，一般要求其工作电压范围是16～32V，即电子设备的最大工作电压为32V。在车载电子设备的电源输入端口通常选择瞬态抑制器件对电子设备电源输入端口的瞬态过压进行抑制，达到保护电子设备内部器件的目的。为保证在电子设备在正常工作电压范围内，瞬态抑制器件吸收的电流可以忽略不计，要求瞬态抑制器件的最大反向工作电压要大于等于电子设备的最大工作电压；并要求瞬态抑制器件的最大钳位电压要低于被保护电路所允许的最大安全电压(电子设备内部器件的额定电压)。
这里，以车载24V系统常用的瞬态抑制器件SM8S33A为例，其最大反向工作电压为36.7V，满足瞬态抑制器件的最大反向工作电压大于等于电子设备的最大工作电压的要求。在上述测试条件下，测量瞬态电压抑制器件的最大钳位电压为48V左右，即电子设备的电源输入端口的最大输入电源电压为48V左右，这就要求电子设备内部受保护器件的额定电压要大于48V，才能确保在抛负载瞬态过压后电子设备无故障。如果电子设备内部选用额定电压为40V的器件,例如MC33887、MC33186等额定电压为40V的器件，在抛负载瞬态过压时，电子设备的电源输入端口电压已经超过电子设备内部受保护器件的额定电压，将导致受保护的器件损坏。
技术实现要素：
本实用新型目的是提供一种车载24V系统抛负载瞬态过压保护电路，确保在电子设备的正常工作电压范围内时，保护电路吸收的电流可以忽略不计；在抛负载瞬态过压时，电子设备的最大输入电源电压小于电子设备内部受保护器件的额定电压，确保抛负载瞬态过压后，电子设备无任何故障。
本实用新型解决技术问题采用如下技术方案：一种车载24V系统抛负载瞬态过压保护电路，其包括控制电路和电压抑制电路；
所述电压抑制电路用于将电子设备电源输入端口的电压钳位在受保护的器件允许电压范围内；
所述控制电路根据电子设备电源输入端口的电压值控制所述电压抑制电路的工作状态，在电子设备的正常工作电压范围内，控制所述电压抑制电路处于不工作状态；在抛负载瞬态过压时，控制电压抑制电路处于工作状态。
可选的，所述控制电路包括电压基准电路、电压比较电路和单稳态电路；
所述基准电路用于输出电压基准Vref，所述电压比较电路用于将电压基准电路输出的电压基准Vref与电子设备电源输入端口电压的采样电压进行比较，根据电源输入端口电压值输出高电平或低电平的控制信号V_CMA1到所述的单稳态电路，所述单稳态电路用于输出电压抑制电路工作状态的控制信号V_CMA2，控制所述电压抑制电路的工作状态。
可选的，所述电压基准电路包括稳压管DZ1、限流电阻R1和电容C1；所述稳压管DZ1的正极接地，负极通过限流电阻R1连接于+5V电源，所述电容C1并联于所述稳压管DZ1，所述稳压管DZ1的正极为电压基准Vref。
可选的，所述电压比较电路包括电压比较器U1，所述电压基准电路的电压基准Vref通过电阻R2输入至电压比较器U1的同相输入端，所述电压比较器U1的反向输入端通过分压电阻Rp1连接至电子设备电源输入端口电源电压Vbat，所述反向输入端还通过分压电阻Rp2接地，以通过分压电阻Rp1和分压电阻Rp2对电源电压Vbat进行分压，得到采样电压Vsmp；所述电压比较器U1的同相输入端和输出端通过反馈电阻Rf连接；所述电压比较器U1的输出端还通过上拉电阻Rup1连接到数字电源电压VDD5，并输出控制信号V_CMA1。
可选的，所述单稳态电路包括单稳态触发器U2，所述单稳态触发器U2的输入脚1B连接所述电压比较电路输出的控制信号V_CMA1，输出脚1Q输出控制信号V_CMA2。
可选的，电源VDD5通过匹配电阻Rx和匹配电容Cx接地，并且匹配电阻Rx和匹配电容Cx连接的一端连接于所述单稳态触发器U2的输入脚1RxCx。
可选的，所述电压抑制电路包括功率开关管Q1和瞬态电压抑制二极管Q2，所述单稳态电路输出的控制信号V_CMA2通过电阻R3连接到所述功率开关管Q1的栅极；电阻Rd1连接功率开关管Q1栅极和源极；瞬态电压抑制二极管Q2的阴极连接电子设备电源输入端口电源电压Vbat，阳极与功率开关管Q1的漏极相连，所述功率开关管Q1的源极接地。
本实用新型具有如下有益效果：本实用新型中，所述电压抑制电路中的瞬态电压抑制器件Q2选择低钳位电压标称值的瞬态电压抑制器件，其型号为SM8S24A；控制电路根据电子设备电源输入端口的电压控制电压抑制电路的工作状态，在电子设备的正常工作电压范围内时，所述的电压抑制电路不工作，其吸收的电流可以忽略不计；在抛负载瞬态过压时，所述的电压抑制电路处于工作状态，对抛负载瞬态过压进行抑制。由于选择的瞬态电压抑制器件是低钳位电压标称值低的，所以在相同的测试条件下，瞬态电压抑制器件SM8S24A的最大钳位电压，即电子设备电源输入端口的最大输入电压值较低。可以确保在抛负载瞬态过压时，电子设备的最大输入电源电压小于电子设备内部受保护器件器件的额定电压。
附图说明
图1为现有车载24V系统抛负载瞬态过压保护电路原理框图；
图2为标准ISO-16750-2中关于模拟车辆抛负载工况的测试波形；
图3为本实用新型的电路原理框图。
图4是本实用新型的电压基准电路原理图。
图5是本实用新型的电压比较电路原理图。
图6是本实用新型的单稳态电路原理图。
图7是本实用新型的电压抑制电路原理图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本实用新型的技术方案作进一步阐述。
实施例1
本实施例提供了一种车载24V系统抛负载瞬态过压保护电路，其包括控制电路和电压抑制电路，所述控制电路根据电子设备电源输入端口的电压值控制所述电压抑制电路的工作状态，在电子设备的正常工作电压范围内所述的电压抑制电路不工作，其吸收的电流可以忽略不计；在抛负载瞬态过压时，电压抑制电路处于工作状态，将电子设备电源输入端口的电压钳位在受保护的器件允许电压范围内，确保抛负载瞬态过压后，电子设备无任何故障。
所述控制电路包括电压基准电路、电压比较电路和单稳态电路。所述基准电路用于输出电压基准“Vref”，所述电压比较电路用于将电压基准电路输出的电压基准“Vref”与电子设备电源输入端口电压的采样电压进行比较，根据电源输入端口电压值输出高电平或低电平的控制信号到所述的单稳态电路，所述单稳态电路用于输出电压抑制电路工作状态的控制信号，控制所述的电压抑制电路的工作状态。
具体地，所述电压基准电路如图4所示，包括稳压管DZ1、限流电阻R1和电容C1；所述稳压管DZ1是型号为LM4040-2.5V的芯片，其正极接地，负极通过限流电阻R1连接于+5V电源，所述电容C1并联于所述稳压管DZ1，所述稳压管DZ1的正极即电压基准“Vref”。
所述电压比较电路如图5所示，包括电压比较器U1，所述电压基准电路的电压基准“Vref”通过电阻R2输入至电压比较器U1的同相输入端，所述电压比较器U1的反向输入端通过分压电阻Rp1连接至电子设备电源输入端口，而且还通过分压电阻Rp2接地，从而通过分压电阻Rp1和分压电阻Rp2对电源电压Vbat进行分压，得到采样电压“Vsmp”。
所述电压比较器U1的同相输入端和输出端通过反馈电阻Rf连接；而且，所述电压比较器U1的输出端还通过上拉电阻Rup1连接到数字电源电压VDD5，并输出控制信号“V_CMA1”。所述电压比较电路中的各电阻参数为：Rp1＝66.5KΩ，Rp2＝10KΩ，R2＝Rup1＝4.7KΩ，Rf＝330KΩ。
所述单稳态电路如图6所示，包括：单稳态触发器U2，所述单稳态触发器U2的输入脚1B连接所述电压比较电路输出的控制信号“V_CMA1”，输出脚1Q输出控制信号“V_CMA2”；单稳态触发器U2的暂稳态维持时间由单稳态电路中的匹配电阻Rx和匹配电容Cx的参数决定，此时，电源VDD5通过匹配电阻Rx和匹配电容Cx接地，并且匹配电阻Rx和匹配电容Cx连接的一端连接于所述单稳态触发器U2的输入脚1RxCx，与输入脚1B输入的触发脉冲的宽度和幅度无关。单稳态触发器U2选择型号为CD74HC4538-Q1的芯片。
所述电压抑制电路如图7所示，包括：功率开关管Q1和瞬态电压抑制二极管Q2，所述单稳态电路输出的控制信号“V_CMA2”通过电阻R3连接到作为功率开关管的N沟道增强型场效应管Q1的栅极；电阻Rd1连接场效应管Q1栅极和源极；瞬态电压抑制二极管Q2的阴极连接电子设备电源输入端口电源电压Vbat，阳极与N沟道增强型场效应管Q1的漏极相连，所述功率开关管Q1的源极接地。所述的瞬态电压抑制二极管Q2为SM8S24A，所述电压抑制电路的各电阻参数为：Rd1＝100KΩ，R3＝1KΩ。
在24V系统电子设备中，出于成本等因素的约束，会应用一些额定电压值为40V的器件。将额定电压为40V左右的器件应用在车载24V电子设备中时，针对抛负载瞬态过压现象产生的电压，会造成车载电子设备损坏等问题。
本实用新型中，所述电压抑制电路中的瞬态电压抑制器件Q2选择低钳位电压标称值的瞬态电压抑制器件，其型号为SM8S24A；控制电路根据电子设备电源输入端口的电压控制电压抑制电路的工作状态，在电子设备的正常工作电压范围内时，所述的电压抑制电路不工作，其吸收的电流可以忽略不计；在抛负载瞬态过压时，所述的电压抑制电路处于工作状态，对抛负载瞬态过压进行抑制。由于选择的瞬态电压抑制器件是低钳位电压标称值低的，所以在相同的测试条件下，瞬态电压抑制器件SM8S24A的最大钳位电压，即电子设备电源输入端口的最大输入电压值较低。可以确保在抛负载瞬态过压时，电子设备的最大输入电源电压小于电子设备内部受保护器件器件的额定电压。
所述电压比较电路的下门限电压表达式为：
其中，VOL是电压比较器U1输出低电平时的电压(近似等于0)，Vref是电压基准电路输出的电压基准“Vref”。
对应电子设备电源输入端口电压的下门限电压表达式为：
同理，所述的电压比较电路的上门限电压表达式为：
其中，VDD5是电子设备内部的5V数字电源电压。
对应电子设备电源输入端口电压的上门限电压表达式为：
根据匹配电阻Rf、Rup1、R2、Rp1和Rp2的阻值计算上述的门限电压值：
VTH-＝2.43V；
VTH+＝2.57V；
VbatTH-＝36.8V；
VbatTH+＝39V；
当没有抛负载瞬态过压(电子设备电源输入端口电压小于36.8V)时，所述的电压比较电路中的电压比较器U1的反相输入端电压小于同相输入端电压，电压比较器U1输出端输出控制信号“V_CMA1”为高电平变；所述单稳态电路中单稳态触发器U2输出脚1Q输出控制信号“V_CMA2”为低电平，即所述电压抑制电路中功率开关管Q1的栅极为低电平，功率开关管Q1处于截止状态，瞬态电压抑制器件Q2处于不工作状态，保证了在电子设备正常工作电压(16～32V)范围内瞬态电压抑制器件Q2吸收的电流可以忽略不计。
当出现抛负载瞬态过压(电子设备电源输入端口电压大于39V)时，所述电压比较电路中的电压比较器U1的反相输入端电压大于同相输入端电压，电压比较器U1输出端输出控制信号“V_CMA1”由高电平变为低电平；所述单稳态电路中单稳态触发器U2输出脚1Q输出控制信号“V_CMA2”由低电平变为高电平，即所述电压抑制电路中功率开关管Q1的栅极电压由低电平变为高电平，功率开关管Q1导通，瞬态电压抑制器件Q2处于工作状态，抑制电子设备电源输入端口的抛负载瞬态过压。根据测试标准ISO-16750-2测试，选取测试波形的峰值电压Us＝202V，发电机内阻Ri＝6欧姆，持续时间td＝200ms，上升时间tr＝10ms，此条件下所述的瞬态电压抑制器件Q2的最大钳位电压为36V，电子设备内部受保护器件的额定电压只要大于36V即可满足在抛负载瞬态过压时，电子设备电源输入端口的最大电压小于电子设备内部受保护器件器件的额定电压。在此条件下，可以将MC33887、MC33186等额定电压为40V的器件应用到受保护的电子设备中。
电子设备电源输入端口电压的下门限电压VbatTH-和上门限电压VbatTH+可以根据实际应用情况，调整匹配电阻Rf、Rup1、R2、Rp1和Rp2的阻值来设定，不是只限定于上述实施例所述的参数。
以上实施例的先后顺序仅为便于描述，不代表实施例的优劣。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的精神和范围。