背景技术：
雷达系统依靠信号分析以检测在接收的雷达信号中信息的存在。检测这种信息的能力通过在接收的雷达信号中存在噪声而减小。这种噪声包括通过雷达的发射器引入到发射的雷达波中的振幅和相位噪声以及引入到雷达的接收器的混频器中的振幅和相位噪声。(例如，使用互补金属氧化物半导体“cmos”技术制造的)集成电路用于增加许多雷达系统的功能和可移植性。但是，使用基于cmos技术的集成电路的雷达系统常常包括高量的噪声，其降低了这种雷达系统的灵敏度。
技术实现要素：
在描述的示例中，一种减噪的连续波调频(cwfm)雷达包括用于接收反射的雷达信号的接收器和用于响应于接收的反射的雷达信号以及响应于本地振荡器(lo)信号生成基带信号的混频器。在至少一个示例中，响应于接收的反射的雷达信号生成基带信号，并且通过干扰(interferer)的频率偏移和相位偏移对该基带信号进行信号移位，其中干扰是接收的雷达信号的一部分，该干扰包括由附近的反射器反射发射的雷达信号引起的强反射。进一步处理频率移位的基带信号的实部和/或虚部以检测雷达周围物体的存在和位置。因此，附近的物体可以是雷达信号反射物体，其相对于接收器天线(和/或cwfm系统本身)基本上静止，和/或针对其不需要雷达返回信号。
在另一个示例中，发射的雷达信号通过干扰的频率偏移和相位偏移进行信号移位，并且进一步处理接收的雷达信号以检测雷达周围物体的存在和位置。在这些示例中，降低了与干扰相关的振幅噪声裙部(skirt)或相位噪声裙部，并且与传统的装置和方法相比，加强了通过减噪的连续波调频雷达检测周围物体的存在和位置的准确性和灵敏度。
附图说明
图1显示了示例实施例的说明性电子设备。
图2是示例实施例的减噪的fmcw(调频连续波)雷达系统的框图。
图3a是示例实施例的反射的fmcw雷达系统信号的频率波形图。
图3b是示例实施例的fmcw雷达系统信号的周期(periodicity)和频率范围的频率波形图。
图4是示例实施例的减噪的fmcw雷达系统信号的振幅波形图。
图5是示例实施例的减噪的fmcw雷达系统信号的混频器输出波谱图。
图6是示例实施例的使用软件辅助的信号移位的方法流程图。
图7是示例实施例的模拟减噪的fmcw雷达系统的输入基带信号和处理的基带信号的频率波形图。
图8是示例实施例的使用硬件辅助的信号移位的方法流程图。
具体实施方式
系统可以是另一个系统的子系统。如果第一装置耦合到第二装置，该连接可通过直接电连接进行，或通过经由其它装置和连接的间接电连接进行。术语“校准”可包括单词“测试”的意思。术语“输入”可意为pmos(p型金属氧化物半导体)或nmos(n型金属氧化物半导体)晶体管的源极或漏极(或甚至控制输入，如上下文指示的栅极)。术语“脉冲”可意为波形(如周期波形)的一部分。术语“收发器”包括发射器和接收器的意思，其中发射器和接收器可彼此独立操作(例如，在包括收发器的系统操作期间，两者可打开、两者之一可打开，以及两者可关闭)。
图1显示了根据某些实施例的说明性计算系统100。例如，计算系统100是(或并入)电子系统129，如计算机、电子控制“箱”或显示器、通信设备(包括发射器)，或经布置以生成射频信号的任何其他类型的电子系统。
在一些实施例中，计算装置100包括巨型单元或片上系统(soc)，其包括控制逻辑，如cpu112(中央处理器)、存储装置114(例如，随机存取存储器(ram))和电源110。例如，cpu112可以是cisc型(复杂指令集计算机)cpu、risc型cpu(精简指令集计算机)、mcu型(微控制器单元)，或数字信号处理器(dsp)。存储装置114(其可以是诸如处理器上(on-processor)缓存、处理器外(off-processor)缓存、ram、闪存或磁盘存储的存储器)存储一个或更多个软件应用130(例如，嵌入式应用)，当由cpu112执行时，其执行与计算装置100相关联的任何合适的功能。
cpu112包括存储从存储装置114频繁访问的信息的存储器和逻辑。计算系统100经常由用户使用ui(用户界面)116控制，该ui116在执行软件应用130期间向用户提供输出并从用户接收输入。使用显示器118、指示灯、扬声器和振动提供输出。使用音频和/或视频输入(如使用语音或图像识别)和电气和/或机械装置(如键盘、开关、接近检测器、陀螺仪和加速度计)接收输入。cpu112耦合到i/o(输入-输出)端口128，其提供接口，该接口被配置以从网络设备131接收输入(和/或向其提供输出)。网络设备131可包括能够与计算系统100点对点和/或网络通信的任何设备。计算系统100也可耦合到外设和/或计算设备，包括有形、非暂时性介质(如闪存)和/或电缆或无线介质。这些和其它输入输出设备通过使用无线或电缆连接的外部装置选择性地耦合到计算系统100。例如，可通过网络设备131访问存储装置114。
cpu112耦合到i/o(输入-输出)端口128，其提供接口，该接口被配置以从外设和/或计算设备131(包括有形(例如，“非暂时性”)介质(如闪存)和/或电缆或无线介质(如联合测试行动组(jointtestactiongroup，jtag)接口))接收输入(和/或向其提供输出)。这些和其它输入输出装置通过使用或电缆连接的外部装置选择性地耦合到计算系统100。cpu112、存储装置114和电源110可耦合到外部电源(未示出)或耦合到本地电源(如电池、太阳能电池、交流发电机、感应磁场、燃料电池和电容器)。
计算系统100包括减噪的调频连续波(fmcw)雷达138。减噪的fmcw雷达138包括降低噪声的存在和影响的方法和装置，该噪声降低了在雷达信号中的信息可检测性。例如，公开的减噪的fmcw雷达138降低了与发射器-接收器耦合和/或近物反射相关联的振幅和相位噪声，这提升了远物的检测和长距离性能。因此，不需要较高的功耗，可选地提升如fmcw雷达138的射频(rf)组件的长距离性能。
图2是根据实施例的减噪的fmcw(调频连续波)雷达系统的框图。总体上描述，减噪的fmcw雷达系统200包括发射器202、接收器204、估算器282、dsp(如雷达fft(快速傅里叶变换)处理器)290和移位控制器292。减噪的fmcw雷达系统被布置以降低(如，减轻或抑制)与干扰信号相关联的振幅噪声和相位噪声中的至少一个的影响。
在总体上描述的雷达系统200的操作中，估算器282用于确定在adc输出端处的干扰信号的频率和相位的值。例如，干扰信号起因于由发射天线230发射的信号和在接收器天线240处(例如，直接)接收的信号的直接耦合。在至少一个示例中，直接耦合起因于两个天线之间的电磁耦合。干扰信号也可指通过相对接近雷达装置的已知物体(如在其后(或其中)安装雷达装置的交通工具底盘)到接收器天线的发射的信号的(一个或更多个)强反射(或近物反射)。
发射器202包括可选的信号移位器212和可选的(lo)信号移位器299。为了方便讨论，在下面描述信号移位器212的功能。如参考图8，在下面更具体地讨论信号移位器299。当旁路信号(例如，旁路-lo和/或旁路-rf)被断言时，给定信号移位器的输出基本上与该给定信号移位器的输入相同。
信号移位器212和/或284被编程以按照干扰信号的频率和相位的确定的幅度移位发射的信号的波谱和/或接收的信号的波谱。信号移位器284的输出通常被称为移位的基带信号和信号移位之后干扰信号的频率和相位，而信号移位器284的输出被称为在移位的基带信号中的干扰-偏移频率和相位。(例如，移位的基带信号具有基本上为零的频率和相位，其基本上以90度的倍数为中心。)按照干扰(例如，干扰信号)的确定的幅度的频率和相位移位波谱使在信号移位器284的输出端处天线耦合(或近物反射，无论哪个占主导)被转换为dc信号(例如，0hz的直流信号)。因此，与干扰信号相关联的基本上所有振幅噪声在i链信号中(例如，通过组件262、264、270并向前的信号链)，而q链信号基本上没有这种振幅噪声。另外，对应于干扰的基本上所有相位噪声在q链信号中(例如，通过组件263、265、272并向前的信号链)，而i链信号基本上没有这种相位噪声。雷达fft处理器290可操作以当振幅噪声在系统中占主导时接收q链信号用于进一步雷达处理，并且可操作以当相位噪声占主导时接收i链信号。
通过rf信号移位器212、lo信号移位器299和/或数字信号移位器284执行初始信号移位。rf信号移位器212、lo信号移位器299和数字信号移位器284是“可选的”组件，如，其中，存在这些组件中的至少一个。例如，存在rf信号移位器212和数字信号移位器284两者时，rf信号移位器212和数字信号移位器284两者的信号移位之和等于单独使用rf信号移位器212或数字信号移位器284的信号移位。如下面描述的，(例如，在校准程序期间)通过由雷达fft处理器290处理近物反射的信号确定信号移位。信号移位是频率移位、相位移位或两者中的一个。
发射器202、发射器天线230、接收器204、接收天线240、dsp(如雷达fft处理器290)和移位控制器292可选地被安装到(例如，交通工具如汽车或卡车的)底盘206上，或位于相对接近(例如，几厘米)底盘206的地方。底盘206包括近物反射器208(例如，交通工具保险杠)，(除了发射器202和接收器204以外)其也被安装到底盘206使得近物反射器208引起发射的无线电波的反射。近物反射器208可以是雷达信号反射物，其基本上相对于接收器天线(和/或cwfm系统本身)静止和/或为此不需要雷达返回信号。根据本文中的公开，检测发射的无线电波通过近物反射器208的反射并且使用校准和操作程序对该反射进行缓解。底盘206可选地也指雷达装置的保护外壳或保护罩，其同样将一些发射的信号直接(例如，几乎直接)反射到接收器。
发射器202包括lo(本地振荡器)系统210、pa(功率放大器)220以及发射天线230。接收器204包括接收器天线240、lna(低噪放大器)250、混频器260、以及同相(i)adc(模数转换器)270和正交(q)adc272。可选地，发射器202和接收器204体现为集成收发器。在一个实施例中，通过在印刷电路板上形成天线和在印刷电路板上安装一个或更多个集成电路(其中，lo210、发射器202和接收器204被形成)，组装减噪的fmcw雷达系统200的组件。
在操作中，lo系统210可操作以生成lo输出信号，其具有适用于驱动pa220的输入的发射频率。如下面参考图3a和图3b在下面描述的，lo系统210输出信号具有随时间变化的频率。例如，lo系统210输出信号是fmcw(调频连续波)，其开始扫频，该扫频开始于预定值(例如，77ghz)并且以恒定速率(例如，100mhz/μs)增加一段预定持续时间(例如，20μs)。lo系统210输出相对迅速地从最高频率转换到最低频率，使得扫频在预定持续时间的每个间隔周期性地重复。(在各种实施例中，扫频可选地在较高频率开始，频率逐渐下降直到达到最低频率，并迅速返回最高频率。)
pa220可操作以从lo系统210(经由rf信号移位器212，如果存在)接收发射频率的lo系统210输出信号。对此做出响应，pa220放大lo系统210输出信号。放大的lo输出信号耦合到发射天线230，其中放大的lo输出信号作为发射的信号232被发射。发射的信号232作为无线电波信号被发射，(除了通过需要被检测和分析的一个或更多个各种周围物体的无线电波信号的反射以外)其耦合到接收器204的接收器天线240。从发射天线耦合到接收天线一般是无意的和不需要的，因为它在由接收器接收的信号中的存在使使用接收器输出的电路和处理器检测需要被检测和分析的周围物体的存在和位置变得困难。例如，接收的无线电波信号不是由要被检测的周围物体反射的发射的信号232的精确副本，如，由于发射天线230与接收器天线240之间的无意的和/或不需要的电磁(em)干扰或发射天线230与接收器天线240的无意的和/或不需要的em耦合。
lna250可操作以从接收器天线240接收所接收的无线电波信号并且放大接收的无线电波信号。放大的接收的无线电波信号耦合到混频器260的同相信号混频器(混频器i)262和正交信号混频器(混频器q)263。lo系统210输出信号也耦合到iq(同相/正交)分离器(splitter)模块261，其做出响应产生两个信号loi(本地振荡器同相)和loq(本地振荡器正交)。loi和loq的相位分开90度并且具有与lo系统210输出信号相同的频率。loi和loq信号分别通过同相信号混频器262和正交信号混频器263与lna输出信号混频。
同相信号混频器262和正交信号混频器263的输出分别耦合到if放大器同相(ifai)264和if放大器正交(ifaq)265的输入。同相信号混频器262和正交信号混频器263可操作以响应于由lo系统210生成的lo输出信号降频转换放大的无线电波信号，并且响应于放大的无线电波信号生成基带信号。if放大器同相264和if放大器正交265的输出分别耦合到adc同相(adci)270和adc正交(adcq)272的输入。adc同相270和adc正交272的数字输出被一个或更多随后的数字信号处理模块集体接收作为复数adc输出(或简单地，“adc输出”)。复数adc输出被表示为：adci输出+j*adcq输出，其中j是-1的平方根。adci输出表示复数adc输出的实部且adcq输出表示复数adc输出的虚部。例如，复数adc输出被雷达fft处理器290“下游”处理和分析以检测反射物的存在和相对于减噪的fmcw雷达系统200的相对位置和速度。这种处理可选地包括执行波谱差的变换以生成在反射的雷达信号中具有增强的感兴趣的物体信息的时域信号。
如本文中描述的，公开的各种实施例可选地以硬件(例如，模拟)执行、软件(例如，数字)执行，和/或其组合执行。因此，混频器260的输出与adc270和272输出功能类似，不同在于混频器260的输出是adc270和272的输出的模拟版本，且adc270和272的输出已被数字滤波。这样的两种信号在本文中被称为基带信号，而在混频器260或adc270和272的输出处的干扰信号的频率和相位被称为在基带信号中的干扰偏移频率和相位。
adc(复数)输出经由数字信号移位器284(如果存在并且使能)耦合到多路复用器286。利用信号移位值编程数字信号移位器284，该信号移位值为频率移位ω1(例如，ωant)、相位移位
其中，y(n)是信号移位器284的输出，x(n)是adc的输出(例如，耦合到数字信号移位器284的输入)，ts是采样时钟周期(例如，adci270和adcq272的采样速率的倒数)，以及n表示样本索引(例如，其中n是0、1、2、3…)。因此，数字信号移位器284的输出也是具有实部和虚部(例如，分别具有信号移位的adci270输出和信号移位的adcq272输出，其中复数输出信号被频率移位和/或相位移位)的复数信号。频率移位ω1和相位移位φ1表示以弧度/hz为单位的频率和以弧度为单位的相位，且被表示为数字字(例如，二进制数)，其具有数字字的单位的幅度与移位量的频率(hz)和相位(弧度)之间已知的关系。
多路复用器286可操作以选择接收的复数信号的实部和虚部之一(或两者，如当在旁路模式时)，并且转发接收的复数信号的选择的部分用于下游处理。当数字信号移位器284存在且使能时，多路复用器286的接收的复数信号是数字移位器284的输出。当数字信号移位器284没有使能时，接收的复数信号是adc(复数)输出。
选择接收的复数信号的实部或虚部响应于在系统中的振幅噪声与相位噪声的比较。例如，在设计特定系统之后且在部署之前(例如，其中，在运送之前测试特定系统以确定哪个信号部分主要包括更多噪声)执行比较。也可选地通过使用雷达fft处理器290(例如，部署之后)动态执行比较用于确定接收的复数信号的相应的实部和虚部的信噪比。
基于在系统中的振幅噪声与相位噪声的比较，(例如，通过多路复用器控制器292)驱动多路复用器286的选择输入。例如，当在系统中的振幅噪声相比相位噪声占主导时，驱动选择输入，使得接收的复数信号的虚部由多路复用器286转发；否则，驱动选择输入使得接收的复数信号的实部由多路复用器286转发。当多路复用器控制器292断言旁路信号时，多路复用器286可操作以传递复数信号的实部和虚部两者。
例如，多路复用器控制器292可操作以断言旁路信号，如当振幅噪声和在系统中的噪声功率差异小于预定的阈值(例如，大约3db)时。当预定阈值是大约3db且多路复用器286没有被绕过时(例如，当实部或虚部中选择的一个被转发时)，主导的噪声相对高地被抑制(例如，通过不被转发)，而在选择的部分中的转发的噪声在输出时有效增加3db。当多路复用器控制器292断言旁路信号时，信号移位器212(如果存在)、信号移位器284(如果存在)和信号移位器288被禁用，使得它们各自的输入信号作为它们的输出信号被直接转发而不考虑任何编程的频移和相移控制。
多路复用器控制器292的输出被转发到信号移位器288，其类似于信号移位器284操作，不同之处在于通过执行基本上与初始信号移位相等或相反的校正信号移位，基本上取消了通过信号移位器212和/或284执行的任何初始信号移位。在操作期间信号移位器288的输出耦合到雷达fft处理器290以识别雷达装置周围反射物的存在和位置。例如，校正信号移位允许雷达fft处理器290正确识别反射物的存在和位置，否则当处理信号移位的信号而没有校正信号移位时其将被歪曲(skew)。同样地，如果没有执行校正信号移位，估算到物体的相对距离将具有偏移且估算物体的角度将是错误的。
adc输出耦合到估算器282，估算器282可操作以估算在adc输出信号中主导的反射的频率和相位。主导的反射是起因于天线耦合或近物反射(如交通工具保险杠或其他交通工具组件)的最大信号返回(例如，反射)。估算器282通过执行adc输出的fft并且确定哪个fft输出bin(例如，峰值bin)对应于主导的反射的频率而确定主导的反射。
例如，对应fft输出bin一般在频率的某个范围内具有最高幅度。临近fft输出bin的幅度的插值可选地被执行以更精确地确定峰值的位置并且提升频率和相位估算的准确性。根据2*pi(π)*峰值bin的fft索引*adc采样速率的量，其中该量除以fft的点数，确定峰值fftbin的频率。峰值-binfft索引是整数或实数(当峰值-binfft索引被插值时)并且表示对应于主导的反射的fft输出bin的索引。使用与峰值-binfft索引相关联的复数的角度估算相位(例如，当峰值-bin的fft值是复数a+jb时，相位是a+jb的角度，其中a是复数的实部并且b是复数的虚部)。
响应于：(a)fmcw斜率(例如，下面参考图3a和图3b讨论的)；(b)(例如，从保险杠的)近物反射的距离的期望的范围或天线间距(例如，来自天线耦合)；和(c)电磁波在空气中的传播速度(例如，大约3*10^8m/s)和在雷达系统200装置本身中的传播速度(例如，当使用集成电路和基于印刷电路板的组件时大约2*10^8)，确定其中期望发生主导的反射频率的范围。(例如，主导的反射的)距离的期望的范围通过交通工具(和/或雷达系统)设计者可选地预编程到估算器282和/或通过雷达系统200动态确定。
主导的反射期望的频率被确定为往返传播延迟和fmcw斜率的乘积(例如，相乘的结果)。往返传播延迟是在雷达系统200内的传播延迟的总和。这种传播延迟包括：(a)在pa220中；(b)在从pa220到tx天线230的发射线中；(c)在从rx天线240到lna250的发射线中；(d)在lna250中；(e)在从lna250到混频器260的发射线中；(f)在混频器260到adc270和272的发射线中遇到的延迟，以及(g)额外的传播延迟。额外的传播延迟是tx-天线与rx-天线耦合延迟(在天线耦合是主导的情况下)，或从tx天线230到近物反射器208(例如，保险杠)的传播延迟和从近物反射器208到rx天线240的传播延迟(例如，在保险杠反射是主导的情况下)。当往返传播延迟具有已知的范围时，根据上面的描述确定主导的反射器的期望的频率范围。在示例雷达系统200中，主导的反射器期望的频率的期望的范围被编程到估算器282，如上面描述的。
通过估算器282确定的主导的反射的频率和相位的估算被分别表示为ω和
在“发射侧”信号移位实施例中，lo系统210输出信号经由可选的模拟(rf)信号移位器212耦合到pa220(例如，使得信号移位器212可操作以执行rf信号移位)。模拟信号移位器212可操作以根据以下公式在lo系统210输出信号上执行编程的频率移位(ω1)和相位移位
其中y(t)是模拟信号移位器212的输出，x(t)是lo系统210输出信号，其被输入到模拟信号移位器212，以及t是时间。
在一个实施例中，模拟信号移位器212对模拟信号移位控制做出响应。通过以下步骤控制信号移位：(a)使用iq混频器(例如，在lo210内)生成loi和loq信号(其分开90度)；(b)分别地，将loi信号乘以值cos(θ2)，以及将loq信号乘以值sin(θ2)；以及(c)使两个相应的乘积相加以生成信号移位器的输出。θ2的值是使用具有数字字的单位和相位(弧度)之间的已知关系的数字字(二进制数)表示的相位(弧度)量，并且被数字化生成等于量
在发射侧信号移位实施例中，ω和
在“接收侧”信号移位实施例中，lo系统210输出信号绕过可选的模拟(rf)信号移位器212，并且耦合到pa220。数字信号移位器284被编程有ω和
在“发射侧”和“接收侧”实施例中，通过发射侧信号移位器212移位初始相位移位和频率移位的一部分(例如，-ω和
在上面的实施例的每个中，可选地绕过信号移位器284(使得信号移位器284输出基本上类似于信号移位器284输入)。当可选地绕过信号移位器284时，且提供ω和
例如，雷达fft处理器290可操作以基于输入信息适当解释fft输出。例如，雷达fft处理器290可操作以通过将fft输出阵列的指数移位和fft输入采样速率与ω的乘积成正比的量，解释发送到fft处理器的选择的数据的(例如，一维)fft的输出。雷达fft处理器290也可操作以通过将fft输出乘以以j倍的
一个发射侧信号移位实施例包括混频器260，其是“实”混频器(例如，与正交iq混频器比较)。因此，混频器q263不在发射侧信号移位实施例中并且直接转发iq分离器261的输入到混频器i262的输出。因此也不存在if放大器和滤波器(ifaq)265和adcq272。通过fft处理器直接处理adci270的输出。在这样的子实施例中，不存在信号移位器284、多路复用器286和信号移位器288，或以旁路模式操作信号移位器284、多路复用器286和信号移位器288，从而直接转发adci270的输出到fft处理器290。由于在接收器中更少的组件，发射侧信号移位实施例一般意味着更低的制造成本。在发射器中的信号移位器212和信号移位器299之一在相同时间一般是激活的，并且可操作以减轻与干扰信号相关联的振幅和相位噪声中的一个。
图3a是根据实施例的减噪的fmcw雷达系统信号的频率波形图。总体上描述，波形图300包括说明发射的信号302的频率信息和反射的信号304的频率信息的波形。发射的信号302是通过雷达发射器(如减噪的fmcw雷达系统200的发射器202)发射的信号。接收的信号304是通过雷达接收器(如减噪的fmcw雷达系统200的接收器204)接收的信号。
通过函数ft(t)表示发射的信号302的频率。根据锯齿波形频率调制发射的信号302，其中发射的信号302的频率从低频逐渐上升到高频(例如，具有正fm斜率)。通过tc330表示其中发射的信号302从低频上升到高频的时间周期(例如，锯齿波形的时间脉冲宽度)。因此，每个反射的信号304对应于基带信号(例如，混频器260的输出)，其频率与反射物体的距离和选择的fm斜率成比例。
反射的信号304是发射的信号302的反射，其中反射是理想地由反射无线电信号的感兴趣的物体(例如，目标、物体、危险和导航结构)引起的。雷达接收器(例如，接收器220)接收反射的信号304并且处理反射的信号304以提取与感兴趣的物体有关的信息。
反射的信号304相对于发射的信号302具有延迟310。延迟310是：
其中td是延迟310，r是感兴趣的物体的范围，以及c是发射的信号302和反射的信号304的速度的平均值。频率差320表示对应于某个反射器的发射与接收信号之间的频率差，并且是具有与反射器雷达相对速度相关联的多普勒频率的延迟310(例如，方程(3)的td)的总和。由于路径损耗(没有明确显示)，接收的信号也具有比发射信号降低的振幅。因此，图3a说明了针对一个fmcw线性调频信号(其持续时间是tc330)的与一个反射器相关联的发射的和接收的信号的频率。
图3b是根据实施例的fmcw雷达系统信号的周期和频率范围的频率波形图。总体上描述，波形图300包括发射的信号306。发射的信号306是通过雷达发射器(如减噪的fmcw雷达系统200的发射器202)发射的信号。在图3b中显示的示例波形中，发射的信号具有瞬时频率，其在大约100微妙(μs)的周期内从80ghz到81ghz循环(例如，调制)。瞬时频率以大约10mhz/μs的斜率增加并且以更陡峭的斜率降低(fmcw系统使用在降低期间的时间以准备下一次线性调频信号。例如，开始于200μs和300μs)。在各种实施例中，瞬时频率可选地在76ghz到77ghz之间、77ghz到81ghz之间或24到24.5ghz之间(包括这些范围的任何相应的子带)以从0.1到100mhz/μs的值中选择的上升斜率循环。
图4是根据实施例的减噪的fmcw雷达系统信号的振幅波形图。总体上描述，波形图400显示了在adc输出的接收的信号的fft波谱，其包括反射的发射的信号404和耦合的噪声信号402。fft波谱的x轴是adc输出的频率并且y轴是在该频率下的fft值。在fmcw雷达中，x轴(adc输出频率)还和雷达与反射物体之间的相对距离成比例。因此，可以根据adc输出频率或相对物体距离解释x轴。
例如，反射的发射的信号404指示检测的感兴趣的物体的范围信息：5米处的物体430、10米处的物体440和20米处的物体450。通常，检测的物体具有的范围越高，导致fft波谱的信号振幅越低(而反射的发射的信号404的噪声基底使检测低信号振幅远处物体变得困难)。例如，在公开的减噪的fmcw雷达系统中，噪声基底较低因为通过公开的方法和装置减弱与主导的反射器相关联的主导的噪声。因此，减噪的fmcw雷达138的增加的灵敏度允许在给定的发射信号的增大的范围处检测感兴趣的物体。
耦合的噪声信号402包括低频音(tone)410，其起因于从发射天线(例如，230)到接收天线(例如，240)的直接耦合。例如，直接耦合起因于天线耦合。相对高量的这种天线耦合产生具有实质上强的第一低频(例如，几khz，在77ghz雷达系统中)部分的基带信号。类似地，来自近物(例如，汽车保险杠，其经常正好安装在汽车雷达系统的前面)的强的非期望反射产生具有实质上强的低的第二频率(例如，数十khz)部分的基带信号。通过裙部420指示与低频音410和其他频率相关联的噪声。裙部420在频域中具有“裙子”形状，其中在较低的频率处噪声较大并且在较高频率处噪声较低(虽然在较高频率的噪声相对低于在较低频率的噪声，但是较高频率的噪声可相对高于接收器的热噪声)。
在pa(例如，220)和lna(例如，250)中通过粉红噪声(例如，闪烁噪声)的上变频转换实质上影响裙部(α(t))420。例如，振幅噪声α(t)指发送的和接收的rf(射频)信号的包络中的扰动。
不相关的相位噪声(φu(t))裙部是相位噪声，其在第一信号路径(从lo系统210向混频器260延展)和第二信号路径(从lo系统210向发射天线230延展并且在反射的信号的路径中穿过lna250直到混频器260)之间不常见。不相关的相位噪声包括通过发射器与接收器之间的非理想缓冲器在生成它们各自的输出时相对于lo信号的零交叉时间实例引入的扰动造成的噪声。作为对比，理想的缓冲器产生输出信号，可能除了恒定的延迟之外，该输出信号是输入信号的精确的副本。
另外，不相关的相位噪声裙部包括在lo系统216中生成的没有被雷达混频器260完全自然抑制的相位噪声的一部分。如其它类似类型的混频器，混频器260自然提供高通滤波器类型的抑制给在lo系统612中生成的相位噪声，其中高通滤波器转角频率与时间延迟成反比，该时间延迟是从通过发射器生成雷达信号到通过外部物体反射或通过将发射天线电磁耦合到接收天线之后在混频器处的该雷达信号的接收。术语“相位噪声”或“相位噪声裙部”通常指减噪的fmcw雷达的相位噪声的不相关部分。
不相关的相位噪声φu(t)和裙部(α(t))根据以下公式在混频器260处实质上影响通过lna250的接收的信号中的接收器噪声电平：
其中sr是在对应于反射器或干扰的lna250处接收的信号，a是表示在理想的情况下(无振幅噪声)反射的信号的振幅的常量，α(t)是引入到pa220和lna260中的乘法振幅噪声(an)(称其乘法因为它乘以理想信号)，fc是载频(当它通过pa220、通过从外部物体反射或天线耦合和通过lna250被接收时的lo系统输出频率)，pn是相位噪声(相关的和不相关的两者)，φc(t)是相关的相位噪声，以及φu(t)是不相关的相位噪声。相关的相位噪声φc(t)在混频器260输出处实质上减少，其留下不相关的相位噪声φu(t)作为在混频器260的输出处的主要的相位噪声源。
由于接收的反射相对于发射波的延迟本质，基带信号(例如，在混频器260的输出处生成的信号)相对于频率是“单侧”(例如，正)。如下面讨论的，减噪的fmcw雷达138的雷达fft处理器290可操作以在基带信号的正和负频率之间区分，并且执行频率移位(例如，频率移位和相位旋转，共同地为“旋转”或“取消旋转(de-rotation)”)。
图5是根据实施例的减噪的fmcw雷达系统信号的混频器输出波谱图。总体上描述，波谱图500包括负频率范围502和正频率范围504。包络520表示在整个负频率范围502和正频率范围504的范围内的输入基带信号的相对最高功率偏移。包络520包括主导的干扰520、振幅泄露负频率部分524和振幅泄露正频率部分525。
振幅泄露负频率部分524主要包含振幅噪声和不相关的相位噪声，并且没有期望的物体音(例如，在取消旋转的信号中的频率，其表示一个或更多个期望的物体)。例如，公开的方法和装置可操作以利用以下属性：与主导的干扰522相关联的噪声在频率侧上在主导的干扰522的左和右是对称或复共轭对称(例如，对于振幅噪声情况，在波谱的左侧上的噪声与在波谱的右侧上的噪声相同，因为对于相位噪声情况，它们是彼此的复共轭)。
例如，主导的干扰(例如，反射的信号波谱包络的最高部分)522包含来自低频音410的频率成分和裙部420的尾部(tail-off)成分。主导的干扰520通过频率偏移530从y轴在dc(如，“零”)频率点处偏移(例如，具有频率间隔)。频率偏移530也称为干扰偏移频率，其具有相位偏移(例如，相对于干扰偏移频率的正弦曲线的干扰信号的相位)。如上面讨论的，频率偏移和相位偏移取决于fmcw斜率和干扰往返延迟。
根据上面讨论的方程(4)，在混频器(例如，260)输出处的对应于主导的干扰的拍频信号(例如，基带输出信号)是下面的公式的形式：
其中r(t)是在混频器输出处的对应于主导的干扰的拍频信号，θint是主导的干扰的相位(干扰偏移相位)，ωint是主导的干扰的频率(干扰偏移频率)，(t)是时间，an是与主导的干扰相关联的引入pa220和lna250中的振幅噪声，以及pn是与主导的干扰相关联的引入pa220和lna250中的相位噪声。θint和ωint的量响应于fmcw斜率、开始频率和到干扰的往返距离而瞬时变化。
估算器282确定相位移位θint的实际值并且该实际值随后用于在信号移位器284的输出处(例如，通过操作初始信号移位器212和/或284)强制基本上所有噪声被完全引导到实臂(arm)(例如，i链信号)或虚臂(例如，q链信号)。因此，选择虚臂和实臂中的一个使得能够处理实质上没有主导的噪声的信号。例如，主导的噪声是不相关的相位噪声或与主导的干扰(例如，多个干扰中的最大的，其可以是交通工具体反射和/或tx天线到rx天线的耦合)相关联的振幅噪声中的较大者。
当通过主导的干扰520的频率和相位取消旋转(derotate)拍频信号时，产生的信号(例如，取消旋转的基带信号)在实部具有与主导的干扰相关联的振幅噪声和主要在虚部具有与主导的干扰相关联的相位噪声：
其中rderot(t)是在混频器输出处的拍频信号(其他变量与上面针对方程(5)讨论的变量一致)。
雷达fft处理器290可操作以按照偏移530的量(例如，主导的干扰520的频率和相位)对接收的信号进行信号移位(例如，“取消旋转”)，并且可操作以产生取消旋转的信号。产生的取消旋转的信号被居中，其具有dc周围波谱基带版本的主导的反射器部分，使得取消旋转的信号的振幅噪声被包含在振幅泄露正频率部分526(例如，实部)和振幅泄露负频率部分524(虚部)中。因此，可选地通过以下装置执行信号移位：(a)信号移位器212和/或284(其中绕过信号移位器288)；或(b)fft处理器290(其中绕过信号移位器212、284和288)。
对应于主导的干扰520的取消旋转的基带信号的振幅和相位噪声的每部分具有对称(或“共轭对称”)波谱。作为对比，实际物体反射的信号只对应于一侧频率(例如，根据fm斜率是正还是负)。雷达fft处理器290可操作以分别分析取消旋转的基带信号的振幅噪声和相位噪声。
例如，分析包括确定在取消旋转的基带信号中振幅噪声还是相位噪声占主导。在至少一个示例中，当雷达fft处理器290确定振幅噪声占主导时，(例如，通过雷达fft处理器290)仅进一步处理取消旋转的基带信号的虚部以检测和定位一个或更多个感兴趣的物体550。当雷达fft处理器290确定相位噪声占主导时，(例如，通过雷达fft处理器290)仅进一步处理实部以检测和定位一个或更多个感兴趣的物体550。(如上面相对于图2讨论的，对于特定的设计可选地执行分析并且在部署系统之前将分析的结果编程到设备组件中。)
因此，振幅噪声或不相关的相位噪声(例如，不论哪个被确定为较高)可以3dbsnr(信噪比)损耗为“代价”(例如，性能损失)被减弱(例如，降低)。3db损耗起因于取消旋转的基带信号的仅实部或虚部分量的减去。如上面相对于方程(2)讨论的，相位噪声在(例如，接收)混频器的两个输入之间是不相关的。在接收的基带信号上执行取消旋转的实施例被称为“接收侧”实施例。
在其他实施例中，“发射侧”减噪的fmcw雷达包括发射器，其可操作以对发射的信号进行频率移位和相位移位。频率移位的和相位移位的信号(例如，其包括相关的相位噪声)耦合到接收器混频器的输入。在发射侧减噪的fmcw雷达中，使用具有开始频率和开始相位的fm斜率不断调制发射波的相位，使得主导的干扰520在接收器混频器输出信号波谱的dc点处。
因此，发射侧减噪的fmcw雷达在接收器混频器的输出处生成取消旋转的信号。发射侧减噪的fmcw雷达处理类似于取消旋转的信号的接收侧减噪的fmcw处理。例如，公开的取消旋转和处理取消旋转的信号至少可应用在具有一个主导的干扰520，并且其中振幅或不相关的相位噪声占主导且基本上在接收器噪声基底以上的各种实施例中。
图6是根据示例实施例的使用软件辅助的信号移位的方法流程图。在可操作以执行软件辅助的信号移位的实施例中，雷达装置不需要参考图2描述的所有组件。例如，在软件可操作以在数字域中执行信号移位的实施例中，不存在信号移位器212并且adc(例如，270和272)输出直接到fft处理器290。在这种系统中，以一种方式编码fft处理器的软件或固件以根据方法流程600实现减噪。(相比之下，其中硬件可操作以执行信号移位的实施例在下面相对于图8描述。)
方法流程600在端点(terminal)602开始，其中方法流程进行到操作610。在操作610中，确定主导的干扰的频率和相位。初始地，发射fmcw线性调频信号并且接收包含主导的干扰的返回信号，并且类似于上面针对估算器282描述的处理对返回信号进行处理。通过执行adc输出的fft确定主导的干扰的频率和相位以确定哪个fft输出bin(例如，峰值bin)对应于主导的反射的频率。对应于主导的干扰的fft输出bin的值被标记为m(其中当使用临近fft的值的插值基本上精确确定主导的干扰的频率时，m可选地是分数)，并且主导的干扰的相位的值被标记为p。在其中用于找到主导的干扰的频率和相位的处理主要用软件和/或固件编码的实施例中，类似于通过估算器282执行处理进行处理。如下参考图8描述的，为了在硬件辅助的信号移位实施例中找到主导的干扰的频率和相位，在硬件实施例(硬件辅助的和软件辅助的信号移位的各种实施例是可能的)中通过硬件电路和块执行操作。程序流程行进到操作620。
在操作620中，发射fmcw线性调频信号并且接收和处理包含主导的干扰和对应于从雷达装置周围的物体的反射的信号的返回信号。例如，响应于返回信号确定adc输出的fft(快速傅里叶变换)，其中x[k]表示fft输出序列，其中k表示fft输出bin索引或fft的频率样本索引，并且x[k]表示对应于第k个fft输出bin索引的复数fft序列的值。波谱转化fft输出序列以确定新序列y[k]，其中y[k]＝x[k-m]*e(-j*p)，并且其中m是对应于主导的干扰的fft输出bin索引(或频率样本索引)，也称为干扰bin，如在操作610中确定的。程序流程行进到操作630。
在操作630中，执行图像谱减法操作。与主导的干扰相关联的振幅和不相关的噪声是实数，并且因此具有共轭对称谱。在图像谱减法中，响应于频谱负部分的噪声估算，抑制来自频谱正部分的噪声，使得在减法之后期望的物体音主要存在(和/或实质上增强)于波谱中。因此，当振幅噪声在系统中占主导时，确定新序列z[k]，其中z[k]＝(y[k]-y’[-k])/2，并且其中y’表示y序列的复共轭，并且序列z被称为y在0(零)频率或0bin左右的“共轭奇数分量”。在其中不相关的相位噪声在系统中占主导的情况下，确定新序列z[k]为z[k]＝(y[k]+y’[-k])/2，并且序列z被称为y在0频率或0bin左右的“共轭偶数分量”。程序流程行进到操作640。
作为操作620的一部分执行的波谱转化和在操作630中执行的图像谱减法是噪声抑制的一个实施例。通常，即使没有这种波谱转化，也可实现波谱转化的结果，如通过执行可选的否定(negation)程序。
当振幅噪声在系统中占主导时，通过可选的否定程序确定新序列z[k]为：z[k]＝e(-j*p)*(y[k]-y’[m-(k-m)])/2。这种处理被称为“提取干扰binm周围的共轭奇数分量。”在其中不相关的相位噪声在系统中占主导的情况下，通过可选的否定程序确定新序列z[k]为：z[k]＝e(-j*p)*(y[k]+y’[m-(k-m)])/2。该处理被称为“提取干扰binm周围的共轭偶数分量。”例如，提取的值(序列z[k])具有振幅或不相关的相位噪声的抑制的量，与传统雷达处理相比其允许增强识别反射物体。
在操作640中，在操作630中获得的序列z[k]用于进一步的传统fmcw雷达信号处理以确定周围物体的存在和相对位置。在一个实施例中，操作620和操作630重复多次(比如说l次)，并且使用传统雷达信号处理技术共同处理从所有这些次中获得的多个(l个)序列(z[k])，如执行l个z[0]的序列的fft、l个z[1]的序列的fft、l个z[2]的序列的fft...并且处理这些fft的输出以确定周围物体的存在、相对位置和速度。确定的信息是有用的以执行安全功能(例如，当危险超过接近阈值时制动)、控制自动(robotic)机器(例如，驾驶无人机或控制自动手臂)和执行其他这种时空控制任务。响应于反射物体的确定的信息，雷达fft处理器可选地可操作以生成这种控制命令。
在不同的实施例中，识别索引k(也称为fft索引)，其具有明显高于z[p]的幅度的组的z[k]的幅度，其中，p是k附近的索引。通过对应于识别的索引的频率乘以光速(3×108m/s)，并且将乘积除以发射信号的频率变化速率(fmcw信号的频率的斜率)的两倍，确定到感知的物体的距离。例如，处理器可选地使用感知的物体的距离信息控制自动交通工具加速、减速或偏离为自动交通工具确定的初始路线。程序流程可选地行进到操作650或端点699。
在操作650中，可选地显示感兴趣的物体的具有范围信息的距离信息，使得用户可迅速确定物体的存在和物体的范围。程序流程行进到端点699，在该处程序流程终止。
图7是根据实施例的模拟减噪的fmcw雷达系统的输入基带信号和处理的基带信号的频率波形图。总体上描述，波形图700包括输入基带信号702和处理的(例如，增强的)基带信号704。输入基带信号702包括主导的干扰710。例如，在主导的干扰710能量减弱之后，输入基带信号具有主要在35db(分贝)到20db左右的明显的噪声电平和30db左右的明显的平均噪声电平。
根据本文中公开的所公开的减噪技术处理输入基带信号702之后，处理的基带信号704具有的噪声电平实质上小于输入基带信号702的噪声电平。例如，输入基带信号702的感兴趣的物体的指示720、730和740各自具有50db左右的信号峰值。作为对比，处理的基带信号704具有的噪声电平具有大约0(零)db的最大值，具有主要在-10db(分贝)到-25db左右的明显的噪声电平，并且具有-20db左右的明显的平均噪声电平。
示例实施例根据各种参数值进行操作。例如，fmcw波形频率在40微秒持续时间内(例如，“线性调频信号”或“fmcw线性调频信号”)从77ghz增加到81ghz，产生100mhz/微秒的斜率。发射输出功率具有近似10到近似13dbm的功率，其导致近似-10dbm的反射或天线耦合。接收器噪声近似11db，其导致近似-163dbm/hz的热噪声电平。接收器相位噪声近似-147dbc/hz。天线耦合干扰具有100ps的传播延迟，其导致在adc输出处10khz的干扰频率(例如，干扰信号)。在示例实施例中，信号移位器284被编程有-10khz频率移位并且信号移位器288被编程有10khz频率移位。替换地，信号移位器212和284各自被编程有-5khz频率移位并且信号移位器288被编程有10khz频率移位。干扰起因于交通工具底盘反射具有333ps的往返传播延迟(当底盘到雷达天线的距离是5cm时)。因此，在adc输出处确定33.33khz的干扰频率。
在各种实施例中，相比于交通工具底盘反射，天线耦合可能更占主导(或更不占主导)。一般在各种交通工具上的雷达装置的设计、制造和/或测试期间(例如，通过交通工具制造商作为原始设备制造商安装公开的系统)知晓(和/或确定)主导的干扰的类型。在各种实施例中，相比不相关的相位噪声，在lna和pa电路中引入的振幅噪声更占主导(或更不占主导)。同样地，一般在雷达装置的设计、制造和/或测试期间知晓(和/或确定)特定雷达装置的振幅噪声的幅度。
图8是根据示例实施例的使用硬件辅助的信号移位的方法流程图。方法流程在端点802开始，在该处方法流程行进到操作810。在操作810中，估算主导的干扰的频率和相位。例如，在初始绕过所有信号移位器212、284、288的校准程序中使用操作810。在绕过信号移位器212、284、288之后，发射fmcw线性调频信号并且接收包含主导的干扰的返回信号。估算器282处理接收的返回信号以(在adc输出处)确定主导的干扰的频率和相位。估算器282计算频率和相位移位控制以应用到信号移位器212、284、288(例如，基于估算主导的干扰的频率和相位)。程序流程行进到步骤820。
在操作820中，编程信号移位器。例如，以在信号移位器212和284上编程的移位的总和等于负的(negativeof)主导的干扰的频率和相位的这种方式和以在信号移位器212和284上编程的移位的总和等于负的在288上编程的移位的这种方式，估算器282编程信号移位器212、284、288。程序流程行进到步骤830。
在操作830中，确定提供最低噪声电平的配置。例如，测试三个配置，其中多路复用器292配置多路复用器286以：(a)只转发实部；(b)只转发虚部；和(c)转发复数的输入(实部和虚部两者)。对于每个这种配置，发射fmcw线性调频信号并且接收包含主导的干扰的返回信号。fft处理器290(为每个配置)处理接收的信号并且估算信号移位器288的输出的噪声功率电平，以确定哪个配置提供最低噪声功率电平。在各种实施例中，当在雷达设计和制造阶段期间已确定最优配置时不执行操作830，因为信息(和信号移位信息)被嵌入到多路复用器控制器292中。程序流程行进到步骤840。
在操作840中，使用关于最优配置的信息配置系统。例如，多路复用器控制器292以在操作830(或在设计和/或制造阶段)中确定的配置编程多路复用器。程序流程行进到步骤850。
在操作850中，进入操作模式。例如，发射和接收多个fmcw线性调频信号，其中，fft处理器290重复处理在fft处理器290的输入处的信号以随着时间推移确定反射物体的存在、位置和速度。确定的信息是有用的以执行安全功能(例如，当危险超过接近阈值时制动)、控制自动机器(例如，驾驶无人机或控制自动手臂)和执行其他这种时空控制任务。响应于反射物体的确定的信息，雷达fft处理器可选地可操作以生成这种控制命令。程序流程行进到步骤899，在该处程序流程终止。
在接收器不包括(例如，正交)混频器q263、ifaq265和adcq272(例如，如以上相对于图2讨论的)的实施例中，轻微地修改操作820和操作830。例如，使用信号移位的一组各种值以在发射器中编程信号移位器(使得一个配置接着一个配置被评估)。使用fft处理器290确定哪个配置在adci270的输出处给出最低噪声电平。选择提供最低噪声电平的配置作为最优配置，并且将该配置作为选择的最优配置转发到操作840。
如上面讨论的，出于方便一般性使用术语“信号移位器212”(例如，针对信号移位器212和299之一或两者)。在其中信号移位器299代替信号移位器212使用(如代替在信号移位器299不存在或被绕过时将特定频率移位和相位移位编程到信号移位器212)的实施例中，负频率移位和相位移位被编程到信号移位器299(其中不存在或绕过信号移位器212)。频率移位值和相位移位值之间的负的关系用于配置两个信号移位器(例如，因为它们存在于通向接收器的混频器260的不同的路径中)。
在本文中描述的各种实施例中，在adc输出上操作的电路(例如，数字电路)被说明为执行信号处理功能和转发它们的输出到处理器，其被解释为使用固件或软件代码执行算法。数字电路执行的信号处理功能可等效地被在固件或软件中编码，(例如，在使用这种处理的结果作为到其他处理的输入之前)可通过处理器执行固件或软件。例如，在装置中可绕过或不存在信号移位器284、多路复用器286和信号移位器288中的每个，但可通过布置处理器以通过固件、软件或其组合执行等效的信号移位、多路复用和其它操作实现本文中公开的技术。如另一个示例，可以部分利用数字电路实现频率或相位移位的一部分并且剩下部分在处理器中实现，(例如，使得当fmcw减噪系统被视为整体时，基本上执行相同的信号处理效果)。而且，在数字电路中可等效实施通过处理器(例如，fft)完成的所解释的功能。而且，诸如信号移位器284、多路复用器286和信号移位器288的元件可以实施为数字电路、处理器功能和/或以固件或软件的形式运行的算法。
在本文中描述的各种实施例中，来自干扰的振幅噪声裙部和相位噪声裙部被描述为主要是相对于彼此移位的90度相位(例如，彼此具有正交关系)。因此，实部和虚部之一用于抑制振幅噪声或相位噪声。其他实施例是可能的，如其中可以完成相位移位，使得信号移位器的输出在相对于干扰偏移相位90度、180度和270的正交角度(而不是为了便于解释如上面讨论的(例如，典型的)0度)处具有干扰信号。在这种情况下，相对于正交关系的角度(例如，象限)，选择移位的基带信号的实部或虚部用于进一步的雷达处理。鉴于本文中的公开内容，可执行相位移位使得信号移位器输出在任意不同(例如，从90度或其他正交角度)但是已知的干扰偏移相位处具有干扰信号。
在描述的实施例中修改是可能的，并且在权利要求的范围内其它实施例是可能的。