低压差线性稳压器的制作方法

本发明涉及电源管理技术领域，特别是涉及一种低压差线性稳压器(lowdropoutregulator,ldo)。

背景技术：

低压差线性稳压器具有成本低、输出电压稳定、低输出纹波、低噪声以及无电磁干扰等优点，因此被广泛应用于通信设备、汽车电子产品和医疗仪器设备中。

图1为传统的低压差线性稳压器结构的示意图。如图1所示，传统的低压差线性稳压器包括误差放大器ea1、分压电路、输出晶体管t。系统通过分压电路(包括电阻器r2和r3)对输出电压vo进行分压采样生成反馈电压vfb。误差放大器ea1的一个输入端接收该反馈电压vfb，另一输入端接收参考电压vref，误差放大器ea1的输出端连接输出晶体管t的栅极。误差放大器ea1将反馈电压vfb与参考电压vref进行比较后，将其差值放大后用于驱动输出晶体管t的栅极。

当由于负载条件或其他条件使得输出电压vo发生变化时，误差放大器ea1的输出电压也会随之改变，进而控制输出晶体管t的导通程度，从而使输出电压vo’保持不变。

然而，当外部条件变化导致输出电压vo变化时，对变化的响应速度是考察低压差线性稳压器性能的重要指标。例如，在负载电流发生急剧变化时，输出电压vo也会急剧变化，这种变化通过分压电阻反馈到误差放大器ea1的输入端，而误差放大器ea1的响应需要一定的时间，使得输出晶体管t的栅极不能很快的响应输出电压的急剧变化，影响输出电压的稳定性和低压差线性稳压器的响应特性。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种低压差线性稳压器，具有更快的响应速度，能够快速抑制低压差线性稳压器的输出电压的变化。

基于本发明的实施方式，本发明提供一种低压差线性稳压器，包括：分压电路，用于根据所述低压差线性稳压器的输出电压产生反馈电压；误差放大器，用于将所述反馈电压与第一参考电压进行比较，并根据比较结果从所述误差放大器的输出端输出驱动电压；输出晶体管，包括耦接至所述误差放大器的输出端的第一端，以及耦接至所述分压电路并输出所述输出电压的第二端；以及微分电路，接收所述反馈电压和第二参考电压，并在其输出端输出所述第一参考电压至所述误差放大器。

本发明提供的低压差线性稳压器具有更快的响应速度，能够快速抑制低压差线性稳压器的输出电压的变化，以保持低压差线性稳压器的输出电压的平稳。

附图说明

图1是为传统的低压差线性稳压器结构的示意图；

图2是本发明一实施方式中的低压差线性稳压器的结构示意图；

图3为输出晶体管的输出电流随时间变化，现有技术中低压差线性稳压器的输出电压、误差放大器的第一参考电压和驱动输出晶体管的电压随时间随时间变化，本发明低压差线性稳压器中微分电路与输出晶体管连接时输出电压、误差放大器的第一参考电压以及驱动输出晶体管的电压随时间变化的示意图。

具体实施方式

本发明公开了一种低压差线性稳压器，如图2所示，图2是本发明一实施方式中的低压差线性稳压器的结构示意图。该低压差线性稳压器包括分压电路10、误差放大器ea1、输出晶体管t和微分电路11。

分压电路10根据低压差线性稳压器的输出电压vo产生反馈电压vfb。具体地，分压电路10包括第二电阻器r2和第三电阻器r3，第二 电阻器r2的第一端与输出晶体管t的第二端连接，第二电阻器r2的第二端与第三电阻器r3的第一端连接，第三电阻器r3的第二端接地gnd。在本实施例中，由第二电阻器r2的第二端和第三电阻器r3的第一端输出反馈电压vfb，即，以第三电阻器r3的电压作为反馈电压vfb。应理解，第二电阻器r2和第三电阻器r3的电阻值根据实际需要特定设置。

误差放大器ea1包括第一输入端和第二输入端，分别接收反馈电压vfb与第一参考电压vref1，将反馈电压vfb与第一参考电压vref1进行比较，并根据比较结果在误差放大器ea1的输出端生成电压vea1，并经缓冲器bf缓冲后形成用于驱动晶体管t的驱动电压vg。具体地，在此实施方式中，误差放大器ea1的正相输入端接收第一参考电压vref1，误差放大器ea1的反相输入端耦接于第二电阻器r2的第二端和第三电阻器r3的第一端之间，以接收反馈电压vfb。误差放大器ea1比较反馈电压vfb与第一参考电压vref1，并将二者的差值放大后经缓冲器缓冲输出驱动电压vg，用于驱动输出晶体管t。

输出晶体管t的第一端与误差放大器ea1的输出端耦接，输出晶体管t的第二端耦接分压电路10并输出输出电压vo，即，输出晶体管t的第二端作为低压差线性稳压器的输出端，输出晶体管t的第三端作为低压差线性稳压器的输入端，接收输入电压vin。

在本实施例中，输出晶体管t可以为n型mos管，输出晶体管t的第一端为n型mos管的栅极，输出晶体管t的第二端为n型mos管的源极，输出晶体管t的第三端为n型mos管的漏极。

应理解，在其他实施例中，输出晶体管t可以为npn型三极管，输出晶体管t的第一端为npn型三极管的基极，输出晶体管t的第二端为npn型三极管的发射极，输出晶体管t的第三端为npn型三极管的集电极。

在一些实施方式中，在图2所示的低压差线性稳压器中，误差放大器ea1的输出端还可以不通过缓冲器bf而直接与输出晶体管t的第一端连接，即误差放大器ea1的输出端的电压直接为驱动输出晶体管t 的驱动电压vg。

微分电路11分别与分压电路10和误差放大器ea1连接，用于接收反馈电压vfb和第二参考电压vref2，并通过输出端输出的输出电压作为第一参考电压vref1。其中，微分电路11包括误差放大器ea2(放大器)、第一电容器c1和第一电阻器r1。误差放大器ea2的正向输入端接收第二参考电压vref2，误差放大器ea2的反向输入端耦接第一电容器c1的第二端，误差放大器ea2的输出端作为微分电路11的输出端并与误差放大器ea1的正向输入端连接，第一电容器c1的第一端作为微分电路11的输入端并耦接于第二电阻器r2的第二端和第三电阻器r3的第一端之间，以接收反馈电压vfb，第一电阻器r1耦接在误差放大器ea2的反向输入端和输出端之间。

此外，在一些实施方式中，在低压差线性稳压器的输出端还可以具有第二电容器c2，第二电容器c2的一端连接输出晶体管t的第二端，另一端接地gnd。第二电容器c2是重要的电荷存储和提供器件，能有效减小由于负载电流急剧变化时输出电压的跌落和过冲。

在本实施方式中，反馈电压vfb与输出电压vo是线性比例关系，具体如下式所示：

vfb＝vo*r3/(r2+r3)(1)

驱动电压vg的变化量δvg与第一参考电压vref1和反馈电压vfb的差值是线性比例关系，具体如下式所示：

δvg＝a*[vref1-vfb](2)

其中，a为误差放大器ea1的放大倍数，[vref1-vfb]表示第一参考电压vref1与反馈电压vfb的差值。

微分电路11输出的输出电压与输入电压之间的关系为具体如下式所示：

其中，上述公式中的vi(t)表示微分电路的输入电压，在此实施方式中，即反馈电压vfb。vo(t)表示微分电路的输出端的电压，在此实施方式 中，即第一参考电压vref1。r为第一电阻器r1的电阻值，c为第一电容器c1的电容值。

因此，根据公式(3)中的微分关系，微分电路11输出的输出电压(在图2中该输出电压作为第一参考电压vref1)在其输入电压发生变化时立即改变，即，微分电路11的输出电压对其输入电压的变化非常敏感。

进一步地，反馈电压vfb变化时，由于反馈电压vfb耦接微分电路11的反向输入端，第一参考电压vref1的变化与反馈电压vfb的变化相反。对误差放大器ea1，由于第一参考电压vref1和反馈电压vfb分别作为误差放大器ea1的两个输入，因而，与现有技术中第一参考电压vref1为固定值的情况相比，根据公式(2)，本实施方式增强了误差放大器ea1的输出电压的变化，即使驱动电压vg的变化更为明显，因而增强了对输入电压vo的补偿作用，从而更快的抑制输出电压vo的变化，维持输出电压vo的稳定。

下面结合图2和图3对该低压差线性稳压器的工作原理进行说明。

图3为输出晶体管的输出电流io随时间变化时，现有技术(例如图1所示的低压差线性稳压器)中低压差线性稳压器的输出电压vo’、误差放大器的第一参考电压vref1’和驱动输出晶体管t的电压vg’随时间变化，以及本发明中低压差线性稳压器的输出电压vo、误差放大器的第一参考电压vref1以及驱动输出晶体管t的电压vg随时间变化的示意图。

具体地，在时间t1之前，输出电压vo处于稳定状态，误差放大器ea1的两个输入端分别接收的反馈电压vfb与第一参考电压vref1相等，此时，其输出的用于驱动输出晶体管t的驱动电压vg为取决于负载电流(即输出电流)io的一个初始固定值vinitial。在低压差线性稳压器连接的负载确定的情况下，该初始固定值vinitial为确定值。在负载rl发生变化而导致输出电压vo发生变化时，经由误差放大器ea1后形成的驱动电压vg为其初始固定电压vinitial加上其变化量δvg。同样的，输出电压vo处于稳定状态时，微分电路11接收到的反馈电压vfb与第二参考电压vref2相等，其输出端的第一参考电压vref1也与反馈电压vfb和第二参考 电压vref2相等。此时，输出晶体管t的驱动电压vg的变化值δvg为0。

从时间t1开始，输出晶体管t的输出电流io逐渐下降，输出电压vo由稳定状态开始上升，反馈电压vfb也成比例地上升。在本实施方式中，由于微分电路11中误差放大器ea2的反向输入端接收反馈电压vfb，因此微分电路11输出端的第一参考电压vref1迅速下降。对误差放大器ea1而言，其正向输入端的第一参考电压vref1迅速下降，而其反向输入端的反馈电压vfb上升，根据误差放大器产生的驱动电压vg的变化量δvg与第一参考电压vref1和反馈电压vfb的关系(即，公式(2))，因而，驱动电压vg以更大幅度的剧烈下降，如图3所示。而在现有技术中，误差放大器ea1所接收的第一参考电压vref1为与反馈电压vfb相等的固定值，在输出电压vo上升的过程中，误差放大器输入端的第一参考电压vref1保持恒定值，只有反馈电压vfb上升，因而驱动电压vg’下降速率小于本实施方式中的驱动电压vg。

由于在本实施方式中输出晶体管t的驱动电压vg以更快的速率更大幅度下降，因而驱动电压vg使得输出晶体管t的导通程度迅速变小甚至截止，因而本发明中的输出电压vo与现有技术中不包含微分电路时的输出电压vo’相比，以更缓慢的速率上升，即本发明中输出电压vo的变化受到了更明显的抑制。

到时间t2，输出电压vo的值达到最大电压值后开始向稳定状态回落，从图3可以看出，在时间t1至t2期间，在微分电路11和误差放大器ea1的共同作用下，本实施方式中的输出电压vo比现有技术中输出电压vo’以更缓慢的速率并且更早地上升到其最高值，之后开始向稳定状态回落。而现有技术中，直至时间t3，输出电压vo’才能上升到其最高值，之后才开始向稳定状态回落，且输出电压vo’上升的最高值也高于输出电压vo上升的最高值。显然，本实施方式中输出电压vo的变化受到了更明显更快的抑制。

到时间t4，输出电压vo恢复至稳定状态，相比现有技术中需要在时间t5输出电压vo’才恢复至稳定状态，本发明的输出电压vo能够更加快速地恢复到稳定状态，大大地降低了电路的响应时间。

从时间t6开始，输出晶体管t的输出电流io逐渐上升，输出电压vo由稳定状态开始下降，反馈电压vfb也成比例地下降。在本实施方式中，由于微分电路11中误差放大器ea2的反向输入端接收反馈电压vfb，因此微分电路11输出端的第一参考电压vref1迅速上升。对误差放大器ea1而言，其正向输入端的第一参考电压vref1迅速上升，而其反向输入端的反馈电压vfb下降，根据经由误差放大器后形成的驱动电压vg的变化量δvg与第一参考电压vref1和反馈电压vfb的关系(即，公式(2))，因而，驱动电压vg以更大幅度的剧烈上升，如图3所示。而在现有技术中，误差放大器ea1所接收的第一参考电压vref1为与反馈电压vfb相等的固定值，在输出电压vo上升的过程中，误差放大器输入端的第一参考电压vref1保持恒定值，只有反馈电压vfb下降，因而驱动电压vg’上升速率小于本实施方式中的驱动电压vg。

由于在本实施方式中输出晶体管t的驱动电压vg以更快的速率更大幅度上升，因而驱动电压vg使得输出晶体管t的导通程度迅速变大，使得输出晶体管t的第二端的电流增加，从而更大程度的向上拉升正在逐渐下降的输出电压vo，限制输出电压vo的进一步下降。本发明中的输出电压vo与现有技术中不包含微分电路时的输出电压vo’相比，以更缓慢的速率下降，即本发明中输出电压vo的变化受到了更明显的抑制。

到时间t7，输出电压vo的值达到最小电压值后开始向稳定状态回升，从图3可以看出，在时间t6至t7期间，在微分电路11和误差放大器ea1的共同作用下，本实施方式中的输出电压vo相比现有技术中输出电压vo’以更缓慢的速率并且更早地下降到其最低值，之后开始向稳定状态回升。而现有技术中，直至时间t8，输出电压vo’才能下降到其最低值，之后才开始向稳定状态回升，且输出电压vo’下降的最低值也低于输出电压vo下降的最低值。显然，本实施方式中输出电压vo的变化受到了更明显更快的抑制。

到时间t9，输出电压vo恢复至稳定状态，相比现有技术中需要在时间t10输出电压vo’才恢复至稳定状态，本发明的输出电压vo能够更加快速地恢复到稳定状态，大大地降低了电路的响应时间。

因此，本发明在误差放大器之前增加微分电路，使得误差放大器的参考电压与反馈电压相反地变化，从而增强了输出晶体管t的驱动电压的变化，因此能更快速的对输出电压的变化进行响应，快速抑制低压差线性稳压器的输出电压的变化，能够有效保持低压差线性稳压器的输出电压的平稳。

以上仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。