米勒补偿电路及电子电路的制作方法

本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种米勒补偿电路及电子电路。

背景技术：

反馈环路在电子电路中得到大量的应用，如工业界大规模使用的电压调整器、锁相环、模数转换器等都是基于反馈环路而实现的。但反馈环路常常出现不稳定现象，实践中往往通过环路补偿电路来确保反馈环路的稳定性。

米勒补偿是一种通用的环路补偿电路。但米勒补偿会引入一个右半平面零点，这将大大影响反馈环路的稳定性和限制反馈环路的带宽，所以一般会使用某种方法来消除此零点或改变其位置从而使其变成左半平面零点。图1就是一种常见的带有跟随器的米勒补偿反馈环路。图1中由电流源Ib和P沟道MOS晶体管MPF构成的跟随器的目的就是消除米勒补偿的前馈通路，从而消除右半平面零点。这时还将引入一个新的左半平面零点，其位置为：

其中ω_zero代表零点位置，G_m,MPF代表PMOS晶体管MPF的跨导，C_c为米勒补偿电容Cc。反馈环路的第二极点位置为：

其中ω_p2代表第二极点位置，G_m,MPO代表PMOS输出晶体管MPO的跨导，C_L代表负载中的负载电容。若利用第二极点来补偿所述左半平面零点，则需要满足关系式ω_zero＝α*ω_p2，相当于需要G_m,MPF＝α*G_m,MPO*(C_c/C_L)；这里的α可为预先设定的正实数，从而保证反馈环路的稳定性并扩展反馈环路的带宽。

但有一个问题使ω_zero＝α*ω_p2条件很难得到满足：G_m,MPO随着输出晶体管MPO的电流变化而变化，对不同的输出晶体管MPO电流，无法满足G_m,MPF＝α*G_m,MPO*(C_c/C_L)成立。

故现有的米勒补偿电路，只有输出晶体管MPO电流不变时，才能利用第二极点补偿左半平面零点，而MPO电流一旦变化就会出现补偿失衡，从而出现补偿效果差，补偿稳定性差等问题。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明实施例期望提供一种米勒补偿电路及电子电路，期待解决现有米勒补偿电路的补偿不稳定性问题。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明实施例第一方面提供一种米勒补偿电路，包括：差分放大器、输出晶体管、负载、米勒电容、跟随器和电流采样电路；

所述差分放大器包括反向输入端、正向输入端和一个输出端；其中，所述反向输入端，用于接所述米勒补偿电路的输入信号；所述正向输入端与所述输出晶体管的输出端连接；所述差分放大器的输出端，分别与所述输出晶体管、所述米勒电容连接；

所述输出晶体管包括第一端、第二端和第三端；其中，所述第一端与第一电源连接；所述第二端与所述差分放大器的输出端连接，所述第三端为电压输出端，分别与所述差分放大器的所述正向输入端及所述负载连接；

所述负载一端与所述输出晶体管的第三端连接，另一端与第二电源连接；

所述米勒电容一端与所述差分放大器的输出连接，另一端分别与所述电流采样电路和所述跟随器的输出端连接；

所述跟随器的输入端与所述输出晶体管的第三端连接，输出端分别与所述米勒电容和所述电流采样电路的输出端连接；

所述电流采样电路，对所述输出晶体管的第一电流进行采样，获得第二电流，将所述第二电路在所述电流采样电路的输出端输出；其中，所述第二电流与所述第一电流满足预设比例关系。

基于上述方案，所述米勒补偿电路还包括：反馈网络；

所述输出晶体管的第三端，通过所述反馈网络与所述差分放大器的正向输入端连接。

基于上述方案，所述米勒补偿电路还包括：同相增益电路；

所述跟随器，通过所述同相增益电路与所述输出晶体管的第三端连接。

基于上述方案，所述增益电路的增益幅度大于0。

基于上述方案，所述输出晶体管包括：金属氧化物半导体场效应MOS管或双极型三极管。

基于上述方案，当所述输出晶体管为所述MOS管时，所述跟随器包括：MOS管；

当所述输出晶体管为所述双极型三极管时，所述跟随器包括：双极型三极管。

基于上述方案，当所述第一电源为正电源时，所述第二电源为零电源；

当所述第二电源为正电源时，所述第一电源为零电源。

基于上述方案，

所述跟随器包括：金属氧化物半导体场效应MOS管或双极型三极管。

本发明实施例第二方面提供一种电子电路，包括上述的米勒补偿电路中的一个或多个。

本发明实施例提供的米勒补偿电路及电子电路，引入了电流采样电路，电流采样电路通过采集输出晶体管的电路，为跟随器提供一个等比于输出晶体管中电流变化的电流源，从而使得输出晶体管和跟随器的跨导进行等比变化，从而解决现有技术中利用一个固定电源为跟随器提供电流，无法跟随输出晶体管的电流变化而变化的补偿失衡问题，从而解决了仅有输出晶体管中电流变化，导致输出晶体管的跨导变化，而跟随器的跨导恒定，导致的补偿失衡问题，提升了补偿稳定性和补偿效果。

附图说明

图1为一种米勒补偿电路的电路结构示意图；

图2A为本发明实施例提供的第一种米勒补偿电路的电路结构示意图；

图2B为本发明实施例提供的第二种米勒补偿电路的电路结构示意图；

图2C为本发明实施例提供的第三种米勒补偿电路的电路结构示意图；

图3为本发明实施例提供的第四种米勒补偿电路的电路结构示意图；

图4为本发明实施例提供的4种输出晶体管的可选电路结构示意图；

图5为本发明实施例提供的4种跟随器可包括的晶体管的结构示意图；

图6为本发明实施例提供的第五种米勒补偿电路的电路结构示意图；

图7为本发明实施例提供的第六种米勒补偿电路的电路结构示意图。

具体实施方式

以下结合说明书附图及具体实施例对本发明的技术方案做进一步的详细阐述。

如图2A所示，本实施例提供一种米勒补偿电路，包括：差分放大器310、输出晶体管320、负载330、米勒电容340、跟随器350和电流采样电路360；

所述差分放大器310包括反向输入端、正向输入端和一个输出端；其中，所述反向输入端，用于接所述米勒补偿电路的输入信号VIN；所述正向输入端与所述输出晶体管320的输出端连接；所述差分放大器310的输出端，分别与所述输出晶体管320、所述米勒电容340连接；

所述输出晶体管320包括第一端、第二端和第三端；其中，所述第一端与第一电源连接；所述第二端与所述差分放大器310的输出端连接，所述第三端为电压输出端VOUT，分别与所述差分放大器310的所述正向输入端及所述负载330连接；

所述负载330一端与所述输出晶体管320的第三端连接，另一端与第二电源连接；

所述米勒电容340一端与所述差分放大器310的输出连接，另一端分别与所述电流采样电路和所述跟随器的输出端连接；

所述跟随器350的输入端与所述输出晶体管320的第三端连接，输出端分别与所述米勒电容340和所述电流采样电路360的输出端连接；

所述电流采样电路360，对所述输出晶体管320的第一电流进行采样，获得第二电流，将所述第二电路在所述电流采样电路360的输出端输出；其中，所述第二电流与所述第一电流满足预设比例关系。

在本实施例中所述米勒补偿电路，引入了电流采样电路，这里的电流采样电路一方面可以采集输出晶体管320上当前的电流，另一方面根据当前采集的第一电流，形成第二电流。这里的第二电流和所述第一电流之间的比例一直满足预设比例关系。例如，第一电流和第二电流的电流比值一直等于预设值。这样的话，若第一电流变化，则所述第二电流会发生等比例的变化，相当于第二电流会跟随所述第一电流的变化而变化。输出晶体管320的跨导和所述跟随器350的跨导均是与各自流经的电流呈现正相关的。所述第一电流为所述输出晶体管320上的电流，所述第二电流为所述跟随器350上的电流，这样的话，显然输出晶体管320和跟随器350上的电流等比变化，输出晶体管320和跟随器350的跨导同步变化，从而就解决了现有技术中输出晶体管320上的电流有可能变化，而所述跟随器上流经的电流不变化，导致输出晶体管320和跟随器350之间的跨导不同步变化，进而导致的补偿失衡的问题，进而解决了输出晶体管320电流漂移导致的补偿不稳定的问题。

在一些实施例中，如图2B所示，所述米勒补偿电路还包括：反馈网络370；

所述输出晶体管320的第三端，通过所述反馈网络370与所述差分放大器310的正向输入端连接。

在本实施例中所述米勒补偿电路还包括反馈网络，所述反馈网络370可包括多个电子元气件，可为有源网络或无源网络。所述反馈网络的引入，可以通过调整反馈网络的输入端和输出端之间的电路结构，可以调整输出晶体管320的电压输出端输入到差分放大器310的正向输入端的电压值，从而满足不同的使用场景。

例如，所述反馈网络可包括可调电阻，所述差分放大器310的正向输入端与所述反馈网络的可调端连接，通过调整可调端的位置，显然可以调整输入到差分放大器的正向输入端的电压。当然，所述差分放大器310还也可以包括多个串连和/或并连的阻抗元件，通过调整各个阻抗元件的阻抗值和/或连接关系，可以调整输入到所述差分放大器301正向输入端的电压。

在一些实施例中，如图2C所示，所述米勒补偿电路还包括：同相增益电路380；

所述跟随器350，通过所述同相增益电路380与所述输出晶体管320的第三端连接。

输出晶体管的第三端为电压输出端，在本实施例中所述同相增益电路380位于所述跟随器350和所述输出晶体管320的第三端之间。这里的同相增益电路380可为不改变交流信号的相位进行信号放大的电路。在本实施例中通过所述同相增益电路380的引入，可以保证米勒补偿的负反馈性质，进而保证米勒补偿电路的稳定性；同时通过调整同相增益电路380的增益，可以改变米勒补偿负反馈环路的增益，来适应不同的工作环境。

例如，所述增益电路的增益幅度大于0。所述增益幅度可为0.5、1、1.5、2或3等取值。

在本实施例中，所述输出晶体管320金属氧化物半导体场效应MOS管或双极型三极管。

所述MOS管又可分为N衬底，P沟道的PMOS管，和P衬底、N沟道的NMOS管。这里的N衬底、P沟道、P衬底和N沟道，都是用于形容对应部件组成材料自身所带电荷属性，详细可以参见现有技术，在此就不重复了。

所述双极型三极管又可分为NPN型双极型三极管和PNP型双极型三极管。

在本实施例中所述输出晶体管320可为上述任意一种类型。

在本实施例中所述跟随器350可包括至少一个晶体管，当然，所述跟随器350还可包括一个或多个与所述晶体管连接的线性元件，例如，电阻。当然，所述跟随器350还可包括多个级联的晶体管，总之，本实施例中所述跟随器350的跨导与流经其上的电流呈正相关即可。

在本实施例中所述跟随器350包括的晶体管，可为所述MOS管或双极型三极管。通常这里的MOS管同样可为NMOS管或PMOS管；所述双极型三极管可为PNP型双极型三极管或NPN型双极型三极管。

为了确保跟随器350与输出晶体管320的跨导保持精确等比变化，在本实施例中，当所述输出晶体管为所述MOS管时，所述跟随器包括：MOS管；当所述输出晶体管为所述双极型三极管时，所述跟随器包括：双极型三极管。

这样的话，所述输出晶体管320和所述跟随器350之间采用的是同一类型的晶体管，这样可以更好的确保输出晶体管320和跟随器350的跨导等比变化。从而确保补偿的稳定性和补偿效果。当然，在具体实现时，所述输出晶体管320和跟随器350包括的晶体管也可以属于不同类型的晶体管，但是此时可能在配置各个晶体管时，需要考虑不同类型晶体管跨导对电流的敏感性不同的问题，若需要保持稳定性，可能需要其他电子元件来解决该问题，例如，通过连接到非线性元件来实现等比变化等。当然也可以通过根据不同类型的晶体管的参数，使得其即便是属于不同的类型的晶体管，也可以满足随电流发生跨导等比变化的特性，例如，使得不同类型的晶体管的迁移率、长宽比及单位面积的栅介质电容的乘积相等即可。

在有些实施例中，当所述第一电源为正电源时，所述第二电源为零电源；

当所述第二电源为正电源时，所述第一电源为零电源。

在本实施例中所述零电源可为与接地点连接的接地点或接地电源。当然，在本实施例中所述零电源可为参考电源，所述正电源为提供的电压值高于所述零电源的电源。在本实施例中将所述零电源设置为接地点，可以降低正电源所需提供的电压，可以降低对正电源的要求，减少电路所消耗的电量。

在本实施例中还提供一种电子电路，可包括上述任意一种米勒补偿电路。该电子电路还包括其他电子模块，其他电子模块可以与所述差分电路的反向输入端连接，用于提供所述VIN，也可以与所述输出晶体管320的第三端连接，用于接收所述第三端输出的VOUT。总之，在本实施例中提供的电子电路因为包括了前述方案的任意一个米勒补偿电路，会具有米勒补偿稳定的特点，减少了因为米勒补偿的不稳定导致的各种电路工作异常现象。

以下结合上述实施例提供几个具体示例：

示例一：

如图3所示，本示例提供一种米勒补偿电路，包括差分放大器100，输出晶体管102，反馈网络112和负载114。

所述差分放大器100的反相输入端接输入信号VIN、差分放大器100的正相输入端F接反馈网络112的输出、差分放大器100的输出端接输出晶体管102的输入端B，输出晶体管102的第二端E接输出VOUT，输出晶体管102的第三端接电源1，反馈网络112的输入端接输出VOUT，负载114在输出VOUT和电源2之间；包括同相增益电路106，其特征为同相增益电路输入接节点E、输出接节点D，输入到输出的小信号增益为A，A为正实数；包括跟随器108,其特征为跟随器输入接节点D、输出接节点C；包括输出电流采样电路104，其特征为输出电流采样电路对输出晶体管102的电流进行采样，从而得到和输出晶体管的电流IO成比例的电流ISNS其中ISNS＝IO/M,M为人为设定的实数，电流ISNS注入节点C；包括电容110，其特征为电容110一端接节点B，一端接节点C，此电容作用为米勒电容；包括电源1、电源2，电源1、电源2为正电源和零电源或者成为地GND中的一个，当电源1为正电源时电源2即为零电源，当电源1为零电源时电源2即为正电源。

如图4所示，输出晶体管102可以由PMOS晶体管200实现，由PNP晶体管202实现、由NMOS晶体管204实现、或是由NPN晶体管206实现。如果输出晶体管102由PMOS晶体管200实现，此时反馈环路的第二极点为：

G_m,200为PMOS晶体管200的跨导，μ_p为PMOS的迁移率，C_ox，200为单位面积的栅介质电容，为PMOS晶体管200的宽长比。

如果输出晶体管102由PNP晶体管202实现，此时反馈环路的第二极点为：

其中G_m,202为PNP晶体管202的跨导，Vt为热电压。如果输出晶体管102由NMOS晶体管204实现，此时反馈环路的第二极点为：

其中G_m，204为NMOS晶体管204的跨导，μ_n为NMOS的迁移率，C_ox，204为单位面积的栅介质电容，为NMOS晶体管204的宽长比。

如果输出晶体管102由NPN晶体管206实现，此时反馈环路的第二极点为：

G_m,206为NPN晶体管206的跨导。

如图5所示，跟随器108可以由PMOS晶体管300、PNP晶体管302、NMOS晶体管304或者NPN晶体管306实现。

如果跟随器108由PMOS晶体管300实现，此时反馈环路的左半平面零点为：

G_m,300为PMOS晶体管300的跨导，为PMOS晶体管300的宽长比，所述C_ox，300为PMOS晶体管300的单位面积的栅介质电容；所述M同样为预设比例系数。

如果跟随器108由PNP晶体管302实现，此时反馈环路的左半平面零点为：

G_m,302为PNP晶体管302的跨导。

如果跟随器108由NMOS晶体管304实现，此时反馈环路的左半平面零点为：

G_m,304为NMOS晶体管304的跨导，μ_n为NMOS的工艺跨导，为NMOS晶体管304的宽长比；所述C_ox，304为NMOS晶体管304的单位面积的栅介质电容。

如果跟随器108由NPN晶体管306实现，此时反馈环路的左半平面零点为：

G_m,306为NPN晶体管306的跨导。

由于反馈环路的左边平面零点ω_zero和第二极点ω_p2都随着输出晶体管的电流IO的增大而增大，随输出晶体管的电流IO的减小而减小，并且其变化系数和输出晶体管的电流IO无关，所以在输出晶体管电流变化时，可以很好的保证左边平面零点ω_zero和第二极点ω_p2的相互补偿，从而解决输出晶体管的跨导随电流变化而导致的补偿失衡的问题。

示例二：

如图6所示，本示例提供一种米勒补偿电路。其输出晶体管由PMOS晶体管200来实现；跟随器由PMOS晶体管300来实现；PMOS晶体管400构成输出电流采样电路，PMOS晶体管400的漏极电流即为采样电流ISNS；电阻402和电阻404构成反馈电路，输出节点E为反馈电路的输入，节点F为反馈电路的输出；电阻408和电容406构成负载；同相增益电路的输入和输出端短接，所以输入到输出的小信号增益为A＝1。此时反馈环路的第二极点为：

反馈环路的左半平面零点为：

由ω_zero＝α*ω_p2，可得

此式和输出晶体管的电流IO无关，所以可以很好的保证输出晶体管电流变化时，左边平面零点ω_zero和第二极点ω_p2的相互补偿，从而解决输出晶体管随电流变化而跨导变化，导致的补偿失败的问题。

示例三：

如图7所示，本示例提供另一种米勒补偿电路，其输出晶体管由PNP晶体管202来实现；跟随器由NPN晶体管306来实现；PNP晶体管500、NPN晶体管502、NPN晶体管504构成输出电流采样电路，NPN晶体管504的集电极电流即为采样电流ISNS；电流源506和PNP晶体管508构成同相增益电路，其输入到输出的小信号增益为A＝1；电流源510和电容512构成负载；反馈网络的输入和输出端短接。此时反馈环路的第二极点为：

反馈环路的左半平面零点为：

由ω_zero＝α*ω_p2，可得α＝M。

此式和输出晶体管的电流IO无关，所以可以很好的保证输出晶体管电流变化时，左边平面零点ω_zero和第二极点ω_p2的相互补偿，从而解决输出晶体管的电路导致的补偿失败的现象。

值得注意的是：在发明提供的图1至图7中，VDD均泛指电源，但是并不表示是同样的电源或提供同压值或同电流的电源；GND均表示接地。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。