一种双电源轨的低压差线性稳压器的制作方法

本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种低压差线性稳压器(lowdropoutregulator，ldo)的设计。

背景技术

压降型dc-dc变换器又称为buck变换器，可以将一个较高的电源电压转化为低于电源电压的输出。buck变换器的一大特点是能量转换效率高，通常情况下可以达到90％以上。传统同步整流buck芯片电路原理图如图1所示，vin表示芯片输入电压，vout表示芯片输出电压，其主要组成部分包括环路控制电路、驱动电路、上端功率管s1、下端功率管s2、储能电感l、滤波电容cout、负载电阻rl以及分压电阻r和r’。环路控制电路的两个输入端分别为反馈电压vf和基准电压vref，控制电路通过对比两者之间的电压差异输出控制信号，控制信号再通过驱动电路输出上端功率管s1与下端功率管s2的驱动信号控制两功率管开闭，进而稳定输出电压vout。

低压差线性稳压器ldo具有成本低、输出噪声小、电路结构简单、占用芯片面积小和低功耗等优点，已成为电源管理芯片中的一类重要电路。传统片外电容ldo电路原理图如图2所示，vin表示ldo输入电压，vcc表示ldo输出电压，iload表示负载电流、vfb表示反馈电压，其主要组成部分包括误差放大器ea、功率管mp、分压电阻rf1和rf1、输出电容cload、等效串联电阻resr。ldo通常作为一个电路子模块应用于buck芯片中，其作用主要是为环路控制电路供电，如图1所示，环路控制电路的vcc电压即为buck芯片内部ldo的输出电压。

ldo的能量转换效率η可以由如下公式计算：

输出能量pout是ldo输出电压vcc与负载电流iload的乘积，输入能量pin是ldo输入电压vin与输入电流iin的乘积。其中，输入电流iin包含了负载电流iload和ldo中误差放大器、带隙基准、反馈网络等结构的静态电流iq，如下所示：

iin＝iload+iq

于是，ldo能量转换效率可以表示为：

其中，电压转换效率ηv和电流转换效率ηi分别表示如下：

由此可见，ldo的能量转换效率与输入输出电压的差值和系统静态电流关系密切。在重载情况下，往往可以忽略系统静态电流，于是能量转换效率只与输入输出电压差值有关。但是在很多应用下buck芯片的输入电压较高而环路控制电路的供电电压较低，即芯片内部ldo的输入输出电压差值较大，这就造成了整个buck芯片能量的损失。

技术实现要素：

针对上述传统ldo存在的能量损失问题，本发明提出一种双电源轨的低压差线性稳压器，可以适用于buck变换器芯片，解决buck变换器芯片内部ldo能量转换效率较低的问题，提升了buck变换器芯片的供电效率。

本发明的技术方案是：

一种双电源轨的低压差线性稳压器，包括误差放大模块、第一反馈电阻rf1、第二反馈电阻rf2和功率模块，第一反馈电阻rf1和第二反馈电阻rf2串联并接在所述低压差线性稳压器的输出端和地之间，其串联点输出反馈电压vfb；

所述功率模块包括不同电源轨的第一功率管和第二功率管；

所述误差放大模块包括第一级差分输入单元和第二级放大单元，所述第一级差分输入单元的第一输入端连接基准电压vref，其第二输入端连接所述反馈电压vfb，所述第二级放大单元包括第一支路和第二支路；

在使能信号的控制下选择由所述第一支路根据所述第一级差分输入单元的输出信号控制所述第一功率管产生所述低压差线性稳压器的输出信号，或由所述第二支路根据所述第一级差分输入单元的输出信号控制所述第二功率管产生所述低压差线性稳压器的输出信号。

具体的，所述第一级差分输入单元包括第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2和第一电容c01，

第一pmos管mp1的栅极作为所述第一级差分输入单元的第一输入端，其源极连接第二pmos管mp2的源极并连接偏置电流源ibias1，其漏极连接第一nmos管mn1的栅极和漏极以及第二nmos管mn2的栅极；

第二pmos管mp2的栅极作为所述第一级差分输入单元的第二输入端，其漏极连接第二nmos管mn2的漏极并产生所述第一级差分输入单元的输出信号；

第一电容c01接在第二pmos管mp2的漏极和地之间；

第一nmos管mn1和第二nmos管mn2的源极接地。

具体的，所述第一功率管为第七pmos管mp，第七pmos管mp的栅极作为所述第一功率管的控制端，其源极连接第一电源轨，其漏极输出所述低压差线性稳压器的输出信号。

具体的，所述第一支路包括第二电阻r2、第四电阻r4、第四pmos管mp4、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5和第六nmos管mn6，

第五nmos管mn5的栅极作为所述第一支路的输入端连接所述第一级差分输入单元的输出信号，其漏极连接第四nmos管mn4的源极，其源极通过第二电阻r2后连接第六nmos管mn6的漏极；

第六nmos管mn6的栅极连接第一使能信号en1，其源极接地；

第四nmos管mn4的栅极连接电源电压vdd，其漏极连接第四pmos管mp4的栅极和漏极以及第七pmos管mp的栅极并通过第四电阻r4后连接第四pmos管mp4的源极和所述第一电源轨。

具体的，所述低压差线性稳压器还包括第一电阻r1、第三nmos管mn3和第三pmos管mp3，

第三nmos管mn3的栅极连接第三pmos管mp3的源极并通过第一电阻r1后接地，其漏极连接所述第一支路的输入端，其源极接地；

第三pmos管mp3的栅极连接所述第一功率管的控制端，其源极连接所述第一电源轨。

具体的，所述第二功率管为第二npn型三极管qn，第二npn型三极管qn的基级作为所述第二功率管的控制端，其集电极连接第二电源轨，其发射极输出所述低压差线性稳压器的输出信号。

具体的，所述第二支路包括第三电阻r3、第五电阻r5、第一npn型三极管qn1、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8和第九nmos管nm9，

第八nmos管mn8的栅极作为所述第二支路的输入端连接所述第一级差分输入单元的输出信号，其源极通过第三电阻r3后连接第九nmos管mn9的漏极，其漏极连接第七nmos管mn7的源极；

第七nmos管mn7的栅极连接电源电压vdd，其漏极连接第五pmos管mp5的栅极和漏极以及第六pmos管mp6的栅极并通过第五电阻r5后连接第六pmos管mp6的源极；

第五pmos管mp5和第六pmos管mp6的源极连接第一电源轨；

第一npn型三极管qn1的基极和集电极互连并连接第六pmos管mp6的漏极和第二npn型三极管qn的基级，其源极连接第二npn型三极管qn的发射极。

具体的，低压差线性稳压器还包括第一pnp型三极管qp1，第一pnp型三极管qp1的基极连接第二npn型三极管qn的集电极，其集电极连接第八nmos管mn8的源极，其发射极连接第二npn型三极管qn的基级。

本发明的有益效果为：本发明根据使能信号控制第一支路或第二支路导通，从而将不同电源轨的功率管接入ldo，提高了ldo的能量转换效率进而提高了buck变换器的供电效率；同时过流限结构能够有效提高整体电路的可靠性。

附图说明

图1是传统同步整流buck变换器芯片的电路原理图。

图2是传统片外电容的ldo电路原理图。

图3是本发明提出的一种双电源轨的低压差线性稳压器的电路原理图。

图4是本发明提出的一种双电源轨的低压差线性稳压器的在实施例中的实际电路图。

图5是本发明提出的一种双电源轨的低压差线性稳压器的小信号等效模型示意图。

图6是本发明中用于产生使能信号判断电源轨的电压比较器的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

本发明提出的一种双电源轨的低压差线性稳压器，包括误差放大模块、第一反馈电阻rf1、第二反馈电阻rf2和功率模块，功率模块包括不同电源轨的第一功率管和第二功率管；第一反馈电阻rf1和第二反馈电阻rf2串联并接在低压差线性稳压器的输出端和地之间，其串联点输出反馈电压vfb；误差放大模块包括第一级差分输入单元和第二级放大单元，第一级差分输入单元的第一输入端连接基准电压vref，其第二输入端连接反馈电压vfb；如图4所示给出了第一级差分输入单元的一种电路实现形式，包括第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2和第一电容c01，第一pmos管mp1的栅极作为第一级差分输入单元的第一输入端，其源极连接第二pmos管mp2的源极并连接偏置电流源ibias1，其漏极连接第一nmos管mn1的栅极和漏极以及第二nmos管mn2的栅极；第二pmos管mp2的栅极作为第一级差分输入单元的第二输入端，其漏极连接第二nmos管mn2的漏极并产生第一级差分输入单元的输出信号；第一电容c01接在第二pmos管mp2的漏极和地之间；第一nmos管mn1和第二nmos管mn2的源极接地。本实施例提供的第一级差分输入单元采用典型的单级运算跨导放大器(ota)结构，其增益可以表示为：

av＝gm,mp1(rds,mp2||rds,mn2)

其中rds,mn2、rds,mp2分别是第二nmos管mn2和第二pmos管mp2的漏源电阻，gm,mp1表示第一pmos管mp1的跨导。

第一电容c01的作用是调整误差放大模块第一级差分输入单元的极点位置，保持环路稳定性。

第二级放大单元包括第一支路和第二支路，分别用于控制第一功率管和第二功率管，在实际工作中，第二级放大单元中的第一支路和第二支路共用第一级差分输入单元，通过使能信号选择第一支路或第二支路连通与第一级差分输入单元构成一个误差放大器，产生对应的控制信号控制第一功率管或第二功率管产生低压差线性稳压器的输出信号vcc。

由于第一功率管和第二功率管具有不同的电源轨，当本发明适用于buck变换器中时，可以将buck变换器的输入电压vin作为第一功率管的电源轨，将buck变换器的输出电压vout作为第二功率管的电源轨。buck变换器的输出电压vout小于buck变换器的输入电压vin，所以当电源轨为buck变换器的输出电压vout的第二功率管用于产生低压差线性稳压器的输出信号vcc时，低压差线性稳压器ldo的能量转换效率相比于电源轨为buck变换器的输入电压vin的第一功率管用于产生低压差线性稳压器的输出信号vcc时有显著地提升。基于此，本发明设计一个电压门限，当buck变换器的输出电压vout适当高于ldo输出电压目标值vcc时，将ldo的输入电源轨由vin切换成vout即可实现供电效率的有效提升。如图3所示，第一使能信号en1和第二使能信号en2作为控制电源轨切换的使能信号，分别用于控制第一支路和第二支路，从而控制以buck变换器的输入电压vin作为电源轨的第一功率管或以buck变换器的输出电压vout作为电源轨的第二功率管工作。

第一功率管和第二功率管可以使用相同类型的功率管，也可以使用不同类型的功率管，通过使用的第一功率管和第二功率管的类型选择对应的第二级放大单元中第一支路或第二支路的结构，本实施例中选择pmos管作为第一功率管为例详细说明pmos管作为功率管的工作过程和工作原理，如图4所示，第一功率管为第七pmos管mp，第七pmos管mp的栅极作为第一功率管的控制端，其源极连接buck变换器的输入电压vin，其漏极输出低压差线性稳压器的输出信号。

对于pmos管作为功率管其对应的第一支路的结构如图4所示，包括第二电阻r2、第四电阻r4、第四pmos管mp4、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5和第六nmos管mn6，第五nmos管mn5的栅极作为第一支路的输入端连接第一级差分输入单元的输出信号，其漏极连接第四nmos管mn4的源极，其源极通过第二电阻r2后连接第六nmos管mn6的漏极；第六nmos管mn6的栅极连接第一使能信号en1，其源极接地；第四nmos管mn4的栅极连接电源电压vdd，其漏极连接第四pmos管mp4的栅极和漏极以及第七pmos管mp的栅极并通过第四电阻r4后连接第四pmos管mp4的源极和buck变换器的输入电压vin。

考虑到多数情况下buck变换器的输入电压vin电压较高，所以第七pmos管mp、第四pmos管mp4和第四nmos管mn4优选使用耐压型mos晶体管。第二电阻r2作为源级负反馈电阻，可以起到调整环路增益的作用。第四电阻r4用作初始化电阻，在buck变换器的输入电压vin停止供电时为第七pmos管mp栅极处积累的电荷提供泄放通路。同时，第七pmos管mp与第四pmos管mp4采用镜像连接方式有利于提高ldo的电源抑制比。

由于低压差线性稳压器的输出信号vcc建立过程中会有一股较大的电流流过第七pmos管mp，出于可靠性考虑，可以在本实施例中以buck变换器的输入电压vin作为电源轨的第七pmos管mp对应的支路增加一个过流限结构。如图4所示，过流限结构包括第一电阻r1、第三nmos管mn3和第三pmos管mp3，第三nmos管mn3的栅极连接第三pmos管mp3的源极并通过第一电阻r1后接地，其漏极连接第一支路的输入端，其源极接地；第三pmos管mp3的栅极连接第一功率管的控制端，其源极连接buck变换器的输入电压vin。

考虑到buck变换器的输入电压vin电压通常较高，第三pmos管mp3宜采用耐压型晶体管。过流限结构的工作原理是：流过第七pmos管mp的电流会成比例流过第三pmos管mp3，并在第一电阻r1上产生一个压降v1。正常情况下v1低于第三nmos管mn3的阈值电压，第三nmos管mn3处于截止状态；当过流发生时，v1高于第三nmos管mn3的阈值电压使得第三nmos管mn3打开，从而降低第五nmos管mn5的栅极电压，通过ldo反馈环路的调节，最终使流过第七pmos管mp的电流维持在一个恒定值，该恒定值即为ldo的过流限。可以通过两个方面确定过流限，一是晶体管的过流能力，二是低压差线性稳压器的输出信号vcc的上电时间。前者可以根据所使用的工艺确定，后者可以根据如下公式确定：

du/dt表示低压差线性稳压器的输出信号vcc上电时电压随时间的变化率，该值决定了低压差线性稳压器的输出信号vcc的上电时间，i表示过流限的值，cload是输出端的电容。在满足晶体管过流能力的条件下，根据上式设定合适的上电时间即可达到合适的过流限的值。

本实施例中第二功率管以npn类型的三极管为例详细说明npn型三极管作为功率管的工作过程和工作原理，如图4所示，第二功率管为第二npn型三极管qn，第二npn型三极管qn的基级作为第二功率管的控制端，其集电极连接buck变换器的输出电压vout，其发射极输出低压差线性稳压器的输出信号。

npn型三极管作为功率管对应的第二支路如图4所示，包括第三电阻r3、第五电阻r5、第一npn型三极管qn1、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8和第九nmos管nm9，第八nmos管mn8的栅极作为第二支路的输入端连接第一级差分输入单元的输出信号，其源极通过第三电阻r3后连接第九nmos管mn9的漏极，其漏极连接第七nmos管mn7的源极；第七nmos管mn7的栅极连接电源电压vdd，其漏极连接第五pmos管mp5的栅极和漏极以及第六pmos管mp6的栅极并通过第五电阻r5后连接第六pmos管mp6的源极；第五pmos管mp5和第六pmos管mp6的源极连接buck变换器的输入电压vin；第一npn型三极管qn1的基极和集电极互连并连接第六pmos管mp6的漏极和第二npn型三极管qn的基级，其源极连接第二npn型三极管qn的发射极。

与电源轨为buck变换器的输入电压vin的第一功率管选择pmos类型不同的是，本实施例中第二功率管使用三极管类型，其好处在于三极管相较于mos晶体管有更大的驱动能力。由于ldo需要为buck变换器芯片的环路控制电路供电，即该ldo的负载电流较大，所以采用三极管设计可以有效地节约芯片面积。注意到三极管工作在深饱和区时会使系统响应速度变慢、可靠性变差，所以使用三极管作为功率管可以设计一个抗深饱和结构避免该问题的发生，如图4所示，本实施例中抗深饱和结构包括第一pnp型三极管qp1，第一pnp型三极管qp1的基极连接第二npn型三极管qn的集电极，其集电极连接第八nmos管mn8的源极，其发射极连接第二npn型三极管qn的基级。正常情况下，第二npn型三极管qn工作在放大区，发射结电压vbe>0，集电结电压vbc<0；基极电流ib较小，集电极电流ic＝βib，发射极电流ie＝(1+β)ib，其中β为三极管电流放大倍数。当基极电流变大且无法控制集电极和发射极电流时，第二npn型三极管qn进入深饱和状态，发射结电压vbe>0，集电结电压vbc>0，集电结正向偏压达到第一pnp型三极管qp1的开启电压后，第一pnp型三极管qp1开启，于是会从第二npn型三极管qn基极抽取一股电流以降低ib，从而使第二npn型三极管qn退出深饱和区。

第一使能信号en1和第二使能信号en2互为反相信号用于控制第一支路或第二支路的其中之一工作，第一使能信号en1为高电平时，第六nmos管mn6导通，第一支路工作；当其为低电平时，第六nmos管mn6关断，第一支路停止工作；第二使能信号en2为高电平时，第九nmos管mn9导通，第二支路工作；当其为低电平时，第九nmos管mn9关断，第二支路停止工作。

如图5所示是本实施例中低压差线性稳压器ldo的小信号等效模型，该模型可用于分析ldo的环路稳定性。由于第一支路和第二支路复用误差放大模块的第一级差分输入单元，且误差放大器的第二级放大单元的两个支路结构相似，故两支路等效模型相同，在此以第一支路为例进行分析。由于限流环路只在ldo上电过程或者输出短路等异常情况下工作，故小信号分析时排除限流环路的影响。如图5所示，gm1、gm2、gmp分别代表误差放大模块第一级、第二级以及功率管的跨导。如图4所示，其表达式为：

gm1＝gm,mp1

其中gm,mn5是第五nmos管mn5的跨导。

rea1、rea2、rout分别代表误差放大器第一级、第二级以及输出端的阻抗。如图4所示，其表达式为：

rea1＝rds,mp2||rds,mn2

rout＝(rf1+rf2)||rl

其中，rl表示ldo负载阻抗，gm,mp4是第四pmos管mp4的跨导，cg表示功率管栅极处的寄生电容，β表示反馈系数。本发明为片外电容ldo，故环路主极点在ldo输出端，其表达式为：

由于功率管栅极处的寄生电容较小，故功率管栅极处的极点在增益带宽积gbw以外的高频区域，不会影响ldo环路的稳定性。本发明中，次级点表达式为：

为了保证环路的稳定性，尽量做到增益带宽积gbw以内为单极点系统，需要设置误差放大模块的第一级输出阻抗以及对应的电容值，将环路次级点推到gbw以外或者gbw附近。

本发明中用于产生第一使能信号en1和第二使能信号en2控制电源轨选择的电压比较器电路图6所示，vdd表示一个固定电平，给电压比较器提供电源；vref表示基准电压，与buck变换器的输出电压vout存在分压关系；vout表示buck变换器芯片的输出电压；电压比较器输出的第一使能信号en1和第二使能信号en2用来控制ldo的电源轨切换。该结构由偏置电流源ibias2、pmos晶体管mp7、mp8，nmos晶体管mn10、mn11、mn12，电阻r6、r7、r8以及反相器inv组成。buck变换器的输出电压vout经过电阻分压后输入到比较器的一端，与基准电压vref进行比较，当buck变换器的输出电压vout较低时，第一使能信号en1输出高电平，第二使能信号en2输出低电平，ldo输入采用buck变换器的输入电源vin作电源轨的第一功率管；当buck变换器的输出电源vout较高时，第一使能信号en1输出低电平，第二使能信号en2输出高电平，ldo输入采用buck变换器的输出电压vout作电源轨的第二功率管。晶体管mn10与电阻r8构成迟滞结构，避免buck变换器的输出电压vout在翻转点附近时引起使能信号频繁转换而导致的系统不稳定。

值得说明的是，由于本实施例中将发明提出的低压差线性稳压器应用于buck变换器时利用了buck变换器的输出电压低于输入电压和电源转换效率高这两个特点，所以具有这两个特点的电路都可以使用本发明提出的低压差线性稳压器。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。