数据检测装置、再现装置以及数据检测方法与流程

本技术涉及一种数据检测装置、一种回放装置和一种数据检测方法，特别涉及一种经受串扰消除和部分响应均衡的均衡信号的解码技术。

【引用列表】

专利文献

【ptl1】

jp2005-302130a

【ptl2】

jp2012-79385a

背景技术：

在如ptl1中描述的在来自光盘等的回放信号的部分响应(pr)均衡的情况下，也关注噪声。已知npml(噪声预测最大似然)通过白化关注的噪声来提高检测能力。

此外，如果轨道间距变窄，以增加光盘密度，则来自相邻轨道的串扰将增加。例如，ptl2描述了一种串扰消除器，其将要播放的目标轨道和其两侧的轨道的各个回放信号提供给自适应均衡器，以便控制自适应均衡器的抽头因子。

技术实现要素：

【技术问题】

在ptl2中描述的串扰消除器的情况下，需要三个光束同时读取要播放的目标轨道和其两侧的轨道，并且需要将这三个光束要读取的回放信号的相位匹配。或者，尽管一个光束可以连续地读取三个轨道并使回放信号同步，但是需要存储器来同步。因此，ptl1中描述的内容导致了光学拾取器的复杂配置、复杂的相位匹配或更大的电路规模。

在本公开中，使用单个光束处理多个通道，被认为是基于自适应均衡器简化使用串扰消除器的系统。然后，在这种情况下，其目的是避免由于pr均衡而增强未被成功消除的来自相邻轨道的噪声分量的情况，以及避免诸如prml(部分响应最大似然)检测方法等二值化受到不利影响的情况，以便有效充分利用二进制数据检测能力。

【问题的解决方案】

根据本技术的数据检测装置包括多输入自适应均衡部、白化滤波器、二值化部、均衡误差计算部和白化因子更新部。在多输入自适应均衡部中，通过使用光检测部的多个分割区域的光接收信号生成的多个检测信号中的每一个被输入到多个自适应均衡器中的一个，并且在向其上形成有多个轨道的光记录介质的包括经受数据检测的目标轨道和相邻轨道的范围照射光时，针对返回光，所述多个自适应均衡器的输出被计算并输出作为均衡信号。白化滤波器，被配置为白化来自相邻轨道的串扰噪声，所述串扰噪声包括在从多输入自适应均衡部输出的所述均衡信号中。二值化部，被配置为通过对已经通过所述白化滤波器的均衡信号进行二值化处理来获得二进制数据。均衡误差计算部，被配置为根据基于所述二值化部的二值化检测结果获得的均衡目标信号以及根据多输入自适应均衡部输出的所述均衡信号，求出均衡误差，并将所述均衡误差提供给所述多个自适应均衡器，作为自适应均衡的控制信号。白化因子更新部，被配置为自适应地更新白化滤波器的滤波因子。

结果，包括在由多输入自适应均衡部获得的均衡信号中的串扰噪声首先白化，随后由二值化部进行处理。自适应均衡器和白化滤波器的滤波因子自适应更新。

在根据上述本技术的数据检测装置中，所述白化因子更新部使用由所述均衡误差计算部获得的所述均衡误差更新白化滤波器的滤波因子，使得串扰噪声能量最小化。

结果，优化了串扰噪声的白化。

在根据上述本技术的数据检测装置中，所述多输入自适应均衡部对所述多个检测信号中的每一个执行部分响应均衡处理，所述二值化部执行最大似然解码处理，作为所述均衡信号的二值化处理，并且所述白化因子更新部更新所述白化滤波器的滤波因子，使得所述均衡信号的所述串扰噪声能量与在最大似然解码处理中的最小距离之间的比率最大化。

结果，响应于最大似然解码，优化白化滤波处理。

在根据上述本技术的数据检测装置中，所述二值化部使用由所述白化因子更新部设置的白化滤波器的滤波因子来执行度量运算。

即，由白化因子更新部为白化滤波器设置的滤波因子由二值化部使用。

在上述本技术的数据检测装置中，优选地，所述多输入自适应均衡部对多个检测信号中的每一个进行部分响应均衡处理，并且所述二值化部执行作为均衡信号的二值化处理的最大似然解码处理，通过将过去的判断结果作为地址从存储器读取使用白化滤波器的滤波因子计算的并存储在所述存储器中的参考标准，并且将参考标准用作用于最大似然解码处理的度量运算的参考标准。

结果，在二值化部中减少了分支量度操作的处理负荷。

根据本技术的回放装置包括上述数据检测装置的多输入自适应均衡部、白化滤波器、二值化部、均衡误差计算部和白化因子更新部，并且还包括光学检测部和解调部。光学检测部在向其上形成有多个轨道的光记录介质的包括经受数据检测的目标轨道和相邻轨道的范围照射光时通过多个分割区域接收返回光，并且使用所述多个分割区域的光接收信号生成多个检测信号。解调部从由二值化部获得的二进制数据解调回放数据，减少了串扰噪声的影响。

根据本技术的数据检测方法是数据检测装置的数据检测方法，其中，在向其上形成有多个轨道的光记录介质的包括经受数据检测的目标轨道和相邻轨道的范围照射光时，针对返回光，通过使用光检测部的多个分割区域的光接收信号生成的多个检测信号输入至所述数据检测装置。然后，数据检测方法包括多输入自适应均衡处理、白化处理、二值化处理、均衡误差计算处理和白化因子更新处理。多输入自适应均衡处理，用于输入所述多个检测信号中的每一个到多个自适应均衡器中的一个，并且计算所述多个自适应均衡器的输出，从而获得均衡信号。白化处理白化来自所述相邻轨道的串扰噪声，所述串扰噪声包括在由所述多输入自适应均衡处理获得的所述均衡信号中。二值化处理从经受白化处理的所述均衡信号中检测二进制数据。均衡误差计算处理针对由所述多输入自适应均衡处理获得的所述均衡信号，求出相对于均衡目标的均衡误差，并将所述均衡误差提供给所述多个自适应均衡器，作为自适应均衡的控制信号。白化因子更新处理自适应地更新白化处理的滤波因子。

即，通过多输入自适应均衡处理获得的均衡信号中包含的串扰噪声首先白化，然后进行二值化处理。

【发明的有益效果】

根据本技术，通过多输入自适应均衡处理获得的均衡信号中包含的串扰噪声首先白化，接着进行二值化处理。结果，避免了具有增强的串扰噪声的二值化。因此，可以提高数据检测能力。

应当注意，此处描述的效果不一定是限制的，并且该效果可以是本公开中描述的任何一个效果。

附图说明

图1是本技术的实施例的回放装置的方框图；

图2示出了本实施例的回放装置的光学拾取器的说明图；

图3是本实施例的数据检测处理部的方框图；

图4是本实施例的多输入自适应均衡部的方框图；

图5是本实施例的自适应均衡器的方框图；

图6示出了本实施例的白化滤波器的方框图；

图7示出了本实施例的解码处理中的状态转换的网格图和说明图；

图8示出了本实施例的δr学习的说明图；

图9是本实施例的参考标准存储的说明图；

图10示出了本实施例的串扰噪声白化的说明图；以及

图11示出了实施例的效果的说明图。

具体实施方式

下面将按照以下顺序描述实施例。

<1、回放装置的配置>

<2、数据检测处理部的配置和操作>

<3、结论和修改示例>

<1、回放装置的配置>

图1示出了本实施例的光盘回放装置(以下称为回放装置)的配置示例。

如图1所示，回放装置包括光学拾取器101和主轴电动机102。光学拾取器101将信息记录到用作光学记录介质的光盘100上或从光盘100回放信息。主轴电动机102旋转光盘100。提供丝杆机构(进给电动机)103，以沿光盘100的直径方向移动光学拾取器101。

诸如bd(蓝光光盘(注册商标))等高密度光盘可以用作光盘100。bd是在一侧的一层上具有约25gb(千兆字节)记录容量并且在一侧的两层上具有约50gb的记录容量的高密度光盘。在bd标准中，光源波长为405nm，物镜的na(数值孔径)设置为0.85那么大，以提供小光斑。在cd(光盘)标准中，光源波长为780nm，na为0.45，光斑直径为2.11μm。在dvd(数字通用盘)标准中，光源波长为650nm，na为0.6，光斑直径为1.32μm。在bd标准中，光斑直径可以减小到0.58μm。

此外，近年来，bdxl(注册商标)已经商业化，其提供比bd更短的通道位长度(即标记长度)，用于线密度方向上的更高的密度，以实现大容量或在三层上的100gb以及在四层上的128gb。

除此之外，以下光盘是可取的：该光盘采用将数据记录在岸台轨道和凹槽轨道两者上的方法(其将适当地称为岸台/凹槽记录方法)，以进一步提高记录容量。应当注意，凹槽将被称为凹槽，并且由凹槽形成的轨道将被称为凹槽轨道。凹槽被定义为在制造光盘期间激光被照射在其上的部分，夹在相邻凹槽之间的区域将被称为岸台，由岸台形成的轨道将被称为岸台轨道。此外，具有堆叠在其上的多个信息记录层的多层光盘可进一步提高记录容量。

当能够进行高密度记录的光盘100被装载在回放装置中时，在记录和回放时，光盘100由主轴电动机102以clv(恒定线速度)或cav(恒定角速度)旋转和驱动。在回放期间，读取由光学拾取器(光学头)101记录在光盘100的轨道上的标记信息。在将数据记录到光盘100上时，用户数据由光学拾取器101记录到光盘100的轨道上，作为相变标记或作为着色剂变化标记。

在可记录光盘的情况下，基于相变标记的记录标记被记录在由摆动槽形成的轨道上。相变标记以0.12μm/位和0.08μm/通道位的线性密度记录，例如，在23.3gb/层bd的情况下，通过rll(1,7)pp调制方法(rll；行程长度受限，pp：奇偶保持/禁止rmtr(重复的最小跳变行程长度))。类似地，在25gb/层bd的情况下，以0.0745μm/通道位记录相变标记，在32gb/层bdxl的情况下，以0.05826μm/通道位记录相变标记，在33.4gb/层bdxl的情况下，以0.05587μm/通道位记录相变标记，并且以与通道位长度匹配的密度进行记录，以适应盘类型。通道时钟周期表示为“t”，标记长度为2t至8t。虽然在仅回放盘的情况下不形成凹槽，但是通过rll(1,7)pp调制方法类似地调制的数据被记录为压纹凹坑串。

光盘物理信息等例如通过压纹凹坑或摆动槽作为回放管理信息记录在光盘100的内部的外围区域等中。这些信息块也由光学拾取器101读取。此外，也由光学拾取器101读取在光盘100上作为凹槽磁道摆动嵌入的adip(预刻槽中的地址)信息。

光学拾取器101包括激光二极管、光电检测器、物镜、光学元件等。激光二极管用作激光源。光电检测器用于检测反射光。物镜用作激光的输出端。光学元件通过物镜将激光照射到光盘记录表面上，并将反射的激光引导到光电检测器上。在光学拾取器101中，物镜以这种方式保持，以便能够通过双轴机构在轨道方向和聚焦方向上移动。整个光学拾取器101能够通过丝杆机构103在光盘的径向方向上移动。驱动电流从激光驱动器113提供给光学拾取器101的激光二极管，使得激光二极管产生激光。

由光电检测器检测来自光盘100的反射光。生成与接收的光量匹配的电信号，并将其提供给矩阵电路104。矩阵电路104包括用于来自多个感光器元件的输出电流的电流/电压转换电路、矩阵运算/放大电路等，通过矩阵运算处理生成所需的信号，所述感光器元件用作光。电流/电压转换电路可以形成在光电检测器元件内部。例如，生成对应于回放数据的回放信息信号(rf(射频)信号)、用于伺服控制的聚焦误差信号和轨道误差信号等。此外，生成推挽信号，作为与凹槽摆动有关的信号，即用于检测摆动的信号。

从矩阵电路104输出的回放信息信号被提供给数据检测处理部105，聚焦误差信号和轨道误差信号被提供给光学块伺服电路111，并且推挽信号被提供给摆动信号处理电路106。

数据检测处理部105执行回放信息信号的二值化处理。例如，数据检测处理部105执行rf信号的a/d(模数转换)转换处理、使用pll(锁相环)的回放时钟生成过程、pr均衡处理、维特比解码(最大似然解码)等，并通过部分响应最大似然解码处理(prml检测方法)获得二进制数据串。数据检测处理部105将二进制数据串作为从光盘100读取的信息提供给后级的编码/解码部107。

编码/解码部107在记录期间处理回放数据的解调，并且在记录期间处理记录数据的调制。即，编码/解码部107在回放期间执行数据解调、解交织、ecc(纠错码)解码、地址解码等，并且在记录期间执行ecc编码、交织、数据调制等。

在回放期间，由数据检测处理部105解码的二进制数据串被提供给编码/解码部107。编码/解码部107通过对二进制数据串执行解调处理从光盘100获得回放数据串。即，编码/解码部107通过对数据(该数据在诸如rll(1,7)pp调制等行程长度受限的代码调制之后记录在光盘100上)进行解调处理并通过执行用于纠错的ecc解码处理来从光盘100获得回放数据。

已经由编码/解码部107解码为回放数据的数据被传送到主机接口108，并且基于来自系统控制器110的指令被传送到主机装置200。主机装置200是例如计算机装置或av(视听)系统装置。

在向光盘100上进行记录或从光盘100回放期间，处理adip信息。即，从矩阵电路104作为与凹槽摆动有关的信号输出的推挽信号被摆动信号处理电路106转换为数字摆动数据。与推挽信号同步的时钟由pll处理生成。摆动数据由adip解调处理部分116解调成构成adip地址的数据流，并将数据流提供给地址解码器109。地址解码器109解码提供的数据，获得地址值，并提供地址值到系统控制器110。

在记录期间，从主机装置200传送要被记录的数据。要记录的数据经由主机接口108提供给编码/解码部107。编码/解码部107在要记录的数据上执行纠错码添加(ecc编码)、交织、子码添加和其他处理，作为编码处理。经受这些处理的数据经受诸如rll(1,7)pp调制等行程长度受限的编码调制。

由编码/解码部107处理的要记录的数据被提供给写入策略部114。写入策略部114相对于记录层特性、激光光斑形状、线性记录速度等调整激光驱动脉冲波形，作为记录补偿处理。然后，写入策略部114向激光驱动器113输出激光驱动脉冲。

激光驱动器113基于经受记录补偿处理的激光驱动脉冲，向光学拾取器101的激光二极管供给电流，用于激光发射。结果，与数据匹配的标记被记录在光盘100上。

光学块伺服电路111根据矩阵电路104提供的聚焦误差信号和轨道误差信号生成各种用于聚焦、轨道和丝杆的伺服驱动信号，并且促使进行伺服操作。即，光学块伺服电路111生成聚焦驱动信号和轨道驱动信号，以与聚焦误差信号和轨道误差信号匹配，并且使用驱动器118驱动光学拾取器101中的双轴机构的聚焦线圈和轨道线圈。结果，由光学拾取器101、矩阵电路104、光学块伺服电路111、驱动器118和双轴机构形成轨道伺服回路和聚焦伺服回路。

此外，光块伺服电路111通过根据来自系统控制器110的轨道跳转指令(trackjumpinstruction)关闭轨道伺服回路并通过输出跳转驱动信号来进行轨道跳转操作。此外，光块伺服电路111例如基于作为轨道误差信号的低频带分量获得的丝杆误差信号和来自系统控制器110的访问执行控制来生成丝杆驱动信号，并且使用丝杆驱动器115驱动丝杆机构103。

主轴伺服电路112执行控制，使得主轴电动机102以clv旋转。主轴伺服电路112通过获得由摆动信号的pll生成的时钟，作为主轴电动机102的当前转速信息，并通过将当前转速信息与给定的clv参考速度信息进行比较，来生成主轴误差信号。此外，在数据回放期间，由数据检测处理部105中的pll生成的回放时钟用作主轴电动机102的当前转速信息。因此，通过将该当前转速信息与给定的clv参考速度信息进行比较来生成主轴误差信号。然后，主轴伺服电路112输出与主轴误差信号匹配而生成的主轴驱动信号，并使主轴电动机102由主轴驱动器117以clv旋转。

主轴伺服电路112生成主轴驱动信号与来自系统控制器110的主轴起动/制动控制信号相匹配，并使主轴电动机102启动、停止、加速、减速和执行其他操作。

如上所述的伺服系统和记录/回放系统的各种操作由微计算机形成的系统控制器110控制。系统控制器110执行各种处理，以与经由主机接口108提供的来自主机装置200的命令相匹配。例如，当从主机装置200发出写入命令时，系统控制器110将光学拾取器101移动到要首先写入的地址。然后，如上所述，使编码/解码部107对从主机装置200传送的数据(例如，视频数据和音频数据)进行编码。然后，由于激光驱动器113驱动的与编码数据相匹配的激光发射，从而进行记录。

此外，例如，如果从主机装置200提供请求传送记录在光盘100上的某些数据的读取命令，则系统控制器110首先进行针对指定地址的寻道操作控制。即，向光学块伺服电路111发出指令，使得光学拾取器101执行针对由寻道指令指定的地址的访问操作。之后，执行在该指定数据间隔期间将数据传送到主机装置200所需的操作控制。即，通过从光盘100读取数据并使数据检测处理部105和编码解码部分107进行回放处理，来传输请求的数据。

应当注意，尽管图1的示例中的回放装置被描述为与主机装置200连接的回放装置，但是回放装置可以不与其他装置连接。在这种情况下，提供操作部分和显示部分，从而产生处理根据图1所示的配置的数据输入和输出的接口部的不同配置。即，响应于用户操作进行记录和回放，并且可以形成终端部来输入和输出各种数据。自然地，回放装置的各种其他配置示例也是可能的。

接下来，将使用图2a描述用于上面描述的回放装置的光学拾取器101。光学拾取器101将信息记录到光盘100上，并使用例如波长λ为405nm的激光(光束)从光盘100回放信息。从半导体激光器(ld：激光二极管)1发射激光。

激光穿过准直透镜2、极化分束器(pbs)3和物镜4并被照射到光盘100上。例如，极化分束器3具有透射几乎100％的p极化并反射几乎100％的s极化的分离平面。来自光盘100的记录层的反射光通过相同的光路返回，以进入极化分束器3。通过插入未示出的λ/4元件，入射激光几乎被极化分束器3完全反射。

由极化分束器3反射的激光通过透镜5被收集到光电检测器6的感光器表面上。光电检测器6在感光器表面上具有将入射光转换成电的感光器单元。作为示例，通过将单元沿切线方向(轨道方向)分割成三部分的分割线和将单元沿径向分成三部分的分割线，将感光器单元分成五个区域6a、6b、6c、6d1和6d2，如图2c所示。

然后，当光盘100的轨道tk是如图2b所示要回放的目标轨道时，控制激光的光斑sp，使得光斑sp不仅主要照射到轨道tk上，而且照射到相邻轨道tk-1和相邻轨道tk+1上。为此，包括轨道tk、轨道tk-1和轨道tk+1的回放信息信号分量，作为关于激光的返回光的信息，并且这些分量由光电检测器6的区域6a、6b、6c、6d1和6d2之间的相关联的区域接收。应当注意，这个区域划分的示例只是一个示例。根据本实施例，不管这种区域划分，各种区域划分示例都是可以想到作为光电检测器6的。

光电检测器6输出五通道电信号，以与由感光器单元的各个区域6a、6b、6c、6d1和6d2接收的光量相匹配。应当注意，对于图2a中的光学拾取器101的配置，示出了用于描述本公开的最小配置元素。用于生成经由矩阵电路104向光学块伺服电路111输出的聚焦误差信号和轨道误差信号的信号、经由矩阵电路104输出到摆动信号处理电路106的推挽信号等未示出。除了上述之外，除了图2a所示的配置之外的各种配置是可能的。

此外，尽管如上所述通过将来自光盘100的返回光的光通量的截面分割成多个区域来获得与每个区域匹配的回放信息信号，但是除了将光电检测器6分成所需数量的方法以外的方法可以用作获取每个区域的回放信息信号的方法。例如，可以使用在从物镜4之后到光电检测器6的光路中提供光路转换元件的方法，以分离多个区域，以便将由光路转换元件分离的多个光束提供到不同的光电检测器。诸如全息光学元件等衍射元件、诸如微透镜阵列或微棱镜等折射元件等可以用作光路转换元件。

在任何情况下，在本实施例的情况下，通过照射到多个轨道tk、轨道tk-1和轨道tk+1上的激光的返回光，如图2b所示，生成包括相邻轨道tk-1和tk+1的回放信息信号分量的多个通道的回放信息信号。

<2、数据检测处理部的配置和操作>

如上所述，作为由光学拾取器101从光盘100回放的结果，区域6a、6b、6c、6d1和6d2的检测信号s6a、s6b、s6c、s6d1和s6d2分别提供到矩阵电路104，用作各个区域的回放信息信号。在这个示例中，假设从矩阵电路104输出基于检测信号s6a的回放信息信号sa、检测信号s6b的回放信息信号sb、检测信号s6c的回放信息信号sc的和通过将检测信号s6d1和s6d2相加所获得的回放信息信号sd。

数据检测处理部105具有a/d转换器11，其提供有从矩阵电路104提供的回放信息信号，如图3所示。a/d转换器11的时钟由pll12形成。从矩阵电路104提供的回放信息信号sa、sb、sc和sd均由a/d转换器11转换成数字数据。

此外，通过agc(自动增益控制)电路13调整转换成数字数据的回放信息信号sa、sb、sc和sd的增益。

此外，数据检测处理部105具有多输入自适应均衡部14、噪声预测器15、二值化检测器16、延迟器17、均衡误差计算部18和白化因子更新部19。

从agc电路13提供给多输入自适应均衡部14的四通道回放信息信号sa、sb、sc和sd分别表示为信号x1k、x2k、x3k和x4k(其中，k是时间点)。多输入自适应均衡部14对每个回放信息信号x1k、x2k、x3k和x4k执行pr自适应均衡处理。即，回放信息信号x1k、x2k、x3k和x4k被均衡，使得信号近似为目标pr波形。各个均衡输出被相加在一起，并且输出均衡信号y'k。

应当注意，多输入自适应均衡部14的输出可以用作输入到pll12的信号。在这种情况下，多输入自适应均衡器的初始因子被预先设置为预定值。

均衡信号y'k被提供给噪声预测器15和延迟器17。噪声预测器15执行滤波处理，该滤波处理被设计用于白化来自包括在均衡信号y'k中的相邻轨道tk-1和tk+1的串扰噪声分量。

噪声预测器15的输出zk提供给二值化检测器16。二值化检测器16通过对已经通过噪声预测器15的均衡信号zk执行二值化处理来获得二值化数据dt。该二进制数据提供给在图1所示的编码/解码部107，以进行解码处理。

均衡误差计算部18找出经由延迟器17提供的多输入自适应均衡部14的输出(均衡信号)y'k的均衡目标的均衡误差e'k，并将均衡误差e'k提供给多输入自适应均衡部14中的多个自适应均衡器，作为自适应均衡的控制信号。此外，均衡误差计算部18将均衡误差e'k提供给白化因子更新部19。

白化因子更新部19执行自适应地更新噪声预测器15、白化滤波器的滤波因子的处理。

下面将对每个不同部分进行详细说明。

如图4所示，多输入自适应均衡部14具有自适应均衡器21、22、23和24以及加法器25。上述四通道回放信息信号x1k、x2k、x3k和x4k分别输入到自适应均衡器21、22、23和24。在该示例中，由于使用四通道回放信息信号，所以提供了四个自适应均衡器21、22、23和24。自适应均衡器的数量被确定为与回放信息信号的通道数量相匹配。

每个自适应均衡器21、22、23和24具有fir(有限脉冲响应)滤波器抽头计数(tapcount)、其计算精度(位分辨率)和用于自适应计算的更新增益参数，并且为其中的每个设置最佳值。均衡误差e'k提供给每个自适应均衡器21、22、23和24，作为用于自适应控制的因子控制值。

自适应均衡器21的输出y1k、自适应均衡器22的输出y2k、自适应均衡器23的输出y3k和自适应均衡器24的输出y4k由加法器25相加，作为多输入自适应均衡部14的均衡信号y'k输出。多输入自适应均衡部14的输出目标是具有二进制检测结果与pr的卷积的理想pr波形。

每个自适应均衡器21、22、23和24包括例如图5所示的fir滤波器。自适应均衡器(21至24)是具有延迟元件30-1至30-l、因子乘法器31-0至31-l以及加法器34的包括l级抽头的滤波器。每个因子乘法器31-0到31-l将每个时间点的输入xck乘以抽头因子(tapfactor)c0至c(l)中的一个。因子乘法器31-0至31-l的输出由加法器34相加，并作为输出yck提取。应当注意，xck和yck中的“c”表示回放信息信号的通道。由于本示例示出了具有四通道自适应均衡器的示例，因此“c”是1到4中的一个。

针对自适应均衡处理，控制抽头因子c0至c(l)。为此，提供运算器32-0至32-l，均衡误差e'k和每个抽头输入被输入到运算器中用于计算。此外，提供积分器33-0至33-l，以便对各个运算器32-0至32-l的输出进行积分。每个运算器32-0至32-l计算例如-1×e'k×xck。执行控制，使得运算器32-0至32-l的输出由积分器33-0至33-l积分，并且使得因子乘法器31-0至31-l的抽头因子c0至c(l)通过其积分结果而改变。应当注意，积分器33-0至33-l的积分旨在调整自适应因子控制响应。

如上所述配置的各个自适应均衡器21、22、23和24优化回放信息信号x1k、x2k、x3k和x4k的输入信号频率分量的误差和相位失真，即执行自适应pr均衡。即，由运算器32-0至32-n调整抽头因子c0至c(l)，以与运算结果-1×e'k×xck匹配，该调整是调整抽头因子c0至c(l)，使得均衡误差e'k被取消的操作。然后，使用均衡误差e'k自适应地控制自适应均衡器21的输出y1k、自适应均衡器22的输出y2k、自适应均衡器23的输出y3k和自适应均衡器24的输出y4k，使得抽头因子c0至c(l)达到目标频率特性。输出y1k、y2k、y3k和y4k变成具有不期望的信号的输出，例如，逐个通道减少的串扰分量。这些输出y1k、y2k、y3k和y4k由加法器25相加，并且用作多输入自适应均衡部14的输出(均衡信号)y'k。

然而，应当注意，因为回放信息信号x1k、x2k、x3k和x4k是基于如图2b所示进行照射的激光光斑的，并且光电检测器6的检测信号如图2c所示分成区域，所以通过将输出y1k、y2k、y3k和y4k相加获得的多输入自适应均衡部14的输出(均衡信号)y'k包括相邻轨道tk-1和tk+1的串扰分量。

为此，多输入自适应均衡部14的输出y'k经受由噪声预测器15白化的串扰噪声。

即，具有在多输入自适应均衡部14的后续级提供的噪声预测器15的系统用于通过白化串扰噪声来处理npml。

由自适应均衡器21、22、23和24分别均衡上述四通道回放信息信号x1k、x2k、x3k和x4k产生的波形由以下公式1表示：

公式1

多输入自适应均衡部14的输出y'k由将这些向量元素相加的公式2表示。

公式2

此处，cm是目标部分响应的isi(符号间干扰)的脉冲响应，并且ak-m表示接收通道位nrz(非归零)序列(-1/+1)。vk表示输出y'k和目标部分响应的电平之间的误差，并且wk表示包括串扰的噪声分量。

通过将该输出y'k传递通过后续级的噪声预测器15并且使串扰频率分量白化，可以抑制由二值化检测器16进行维特比解码的分支度量运算的噪声功率。

噪声预测器15的输出zk由以下公式3表示：

公式3

图6a示出了噪声预测器15的配置示例。

噪声预测器15具体包括由n级延迟器41-1至41-n、n个乘法器42-1至42-n和累积加法器43组成的fir滤波器，如图6a所示。延迟器41-1至41-n接收多输入自适应均衡部14的输出y'k并且每个采样地延迟输出y'k。乘法器42-1至42-n将延迟器41-1至41-n的输出乘以抽头因子pi(其中，i是整数)。累积加法器43将第一级延迟器41-1的输入和乘法器42-1至42-n的输出累加并输出该输出信号zk。

应当注意，如稍后将描述的，由白化因子更新部19生成的值被设置为提供给每个乘法器42-1至42-n的抽头因子pi。

二值化检测器16例如是维特比解码器，并且通过对已进行pr均衡并已传递通过噪声预测器15的均衡信号zk进行最大似然解码处理来获得二值化数据dt。

维特比解码使用由给定长度的连续位组成的多个状态和由状态之间的转换表示的分支组成的维特比解码器。维特比解码被配置为使得从所有可能的位序列中高效地检测到期望的位序列。

在实际的电路中，每个状态都有两个寄存器可用，一个寄存器称为路径度量寄存器(pathmetricregister)，其存储部分直到该状态的响应序列和信号路径度量，另一个寄存器称为路径存储寄存器，其存储直到该状态的位序列流。此外，称为分支度量单元的计算单元可用于每个分支。分支度量单元计算该位的部分响应序列和信号路径度量。

该维特比解码器可以使用传递通过状态的一个路径以一对一的关系来关联各种位序列。此外，通过连续地添加构成上述路径的状态到状态转换，获得传递通过这些路径的部分响应序列与实际信号(回放信号)之间的路径量度，即分支中更早描述的分支度量。

此外，可以通过比较到达每个状态的两个或更少分支中的哪个路径度量更大或更小并且连续地选择具有较小路径度量的路径来实现提供最小路径度量的路径的选择。通过将该选择信息传送到路径存储器寄存器来存储表示到达具有位序列的到达每个状态的路径的信息。路径存储器寄存器的值收敛至在被连续更新时最终提供最小路径度量的位序列。因此，输出其结果。

将给出在二值化检测器16中用于npml解码的分支度量的计算方法的描述。

通常，维特比解码的分支度量运算由波形均衡误差(即，参考标准和接收波形之间的差)以及噪声平方来定义。如果上述公式2中的噪声分量wk的平方是分支度量，并且如果由噪声预测器15的因子白化的噪声分量wk是分支度量，则从状态sj转换到状态si的分支度量计算如公式4所示。

公式4

应当注意，ak的向量元素如下：

公式5

可将该公式4重新布置成多输入自适应均衡部14的输出y'k通过噪声预测器15之后的波形zk与参考标准以噪声预测器15的抽头因子pi的卷积。

然而，应当注意，在维特比解码中考虑的部分响应的isi长度表示为k，并且从过去的数据模式相对于部分响应的目标参考标准引发干扰的isi长度表示为m。通常，m≥k。另外，噪声预测器15的脉冲以外的抽头因子长度表示为n。

此处，将给出以下示例的描述：k＝3、m＝3、n＝1、pr(1,1,1)(c0＝1、c1＝1、c2＝1)和最小形成长度d＝1。

因为d＝1和k＝3，所以通过在过去的两个时间点将数据视为状态，来绘制图7a所示的状态转换图和图7b所示的网格图。

例如，对于到达状态00的分支(在下文中，状态可以用“s”表示，如“s00”中那样)，一个分支在ak＝-1处从状态00进行转换，另一个分支在ak＝-1处从状态01进行转换。

根据上述公式4，通过由rk(s00、s00)＝-3、rk-1＝(s00、s00)＝-3(其是由状态转换确定的常数)、δrk(ak-2＝-1、ak-1＝-1、ak＝-1)和δrk-1(ak-3＝-1、ak-2＝-1、ak-1＝-1)(其是由存储器访问发现的值)与噪声预测器15的抽头因子pi的卷积获得的值，求出在ak＝-1时出现从状态00转换的分支的分支量度的参考标准部分。

另外，通过由rk(s00、s00)＝1、rk-1＝(s00、s00)＝-1(由状态转换确定的常数)、δrk(ak-2＝1、ak-1＝-1、ak＝-1)和δrk-1(ak-3＝1、ak-2＝1、ak-1＝-1)(由存储器访问发现的值)单独与np的抽头因子pi的卷积获得的值，求出在ak＝-1时出现从状态01转换的分支的分支量度的参考标准部分。

应当注意的是，虽然rk是从isi求出的值，但是δrk是作为均衡误差获得的值，这可以通过存储器访问来找出。这将与下一个主题的滤波因子的更新一起描述。

接下来描述将基于均衡误差计算部18的lms(最小均方)算法的多输入自适应均衡部14的滤波因子的更新。

均衡误差计算部18针对由延迟器17定时调整后提供的多输入自适应均衡部14的输出y'k计算均衡误差e'k，这是与由二值化检测器16的二值化结果的卷积处理获得的均衡目标信号的差值。然后，均衡误差计算部18提供该均衡误差e'k，以控制多输入自适应均衡部14的自适应均衡器21、22、23和24中的每一个的抽头因子。

可以通过将维特比解码结果用作地址来从存储器获得基于接收数据的临时判断的参考标准，并且可以如公式6所示计算与多输入自适应均衡部14的输出y'k的差值，作为lms误差(均衡误差e'k)。

公式6

如上所述，rk是从isi找出的值，δrk是作为均衡误差获得的值。这个δrk可以通过下面所示的公式7循环学习。γ是学习更新因子。

公式7

该δrk学习在图8中示意性地示出。

图8a示意性地示出了二值化检测器16(维特比解码器)中的路径存储器。路径存储器在每个时间点(k)存储二值化检测结果。此处，δrk可以由ak-(m-1)到ak的检测结果参考。

图8b示出了可用于二值化检测器16中的δrk学习的存储区域。如图所示，学习存储区域51(51-000,51-001，...和51-111)可用于与地址“000”、“100”、...和“111”匹配，作为检测结果ak-(m-1)到ak。

将更新的δrk写入每个学习存储区域51，以与地址匹配(开关54示意性地示出与地址匹配的写入访问)。

即，由地址指定写入时，存储在每个学习存储区域51中的值被更新为由运算器53将-γ·2·e′k与由延迟器52延迟的上一个时间点处的值相加所获得的值。即，在公式7中，学习存储区域51的值被更新为δrk+1。

在上述公式4的分支度量计算中，可以通过使用每个时间点的路径存储器的检测结果ak-(m-1)到ak参考学习存储区域51，获得δrk。

均衡误差计算部18计算lms误差(均衡误差e'k)，即基于接收数据的临时判断的参考标准与多输入自适应均衡部14的输出y'k之间的差值，如上面的公式6所示。

此处，可以通过利用多输入自适应均衡部14的自适应均衡器21、22、23和24的抽头因子对均衡误差e'k的平方误差进行偏微分(如下面的公式8所示)，并且通过更新因子α学习平方误差(如公式9所示)，来获得多输入自适应均衡部14的因子。

公式8

公式9

fcl(t)＝fcl(t-1)-α·2·e′k·xck-l

接下来将描述通过白化因子更新部19对噪声预测器15的抽头因子pi进行的更新。

白化因子更新部19通过使用来自均衡误差计算部18的均衡误差e'k获得公式10中的信号w'k。

公式10

在这种情况下，信号w'k由图6b所示的fir滤波器获得，该滤波器将均衡误差e'k作为其输入。该fir滤波器具有与用作图6a所示的噪声预测器15的fir滤波器相同的配置。

然后，为了使该最小平方误差最小化，使用如公式11中的偏微分结果，通过如公式12中的更新因子β来获得噪声预测器15的抽头因子pi。

公式11

公式12

pl(t)＝pl(t-1)+β·2·w′k·e′k-l

因此，当获得抽头因子pi时，抽头因子pi(-p1至-pn)被设置为噪声预测器15的抽头因子pi(-p1至-pn)中的每一个。结果，噪声由噪声预测器15白化。

即，可以通过为多输入自适应均衡部14的输出y'k提供噪声预测器15并使用lms算法来白化串扰噪声。

此外，由白化因子更新部19为噪声预测器15设置的抽头因子pi提供给二值化检测器16。

二值化检测器16使用由白化因子更新部19设置的抽头因子pi来执行度量运算。即，抽头因子pi用于如上面公式4所示的分支度量计算。

结果，实现了适用于具有噪声预测器15的npml的维特比解码。

顺便提及，考虑到由于大量的乘法和累积运算造成的上述公式4中的参考标准卷积的数字电路中的高速运算，难以在一个时钟内完成计算。这是在以上公式4中显示为“mr”的部分。

为此，只需要准备存储器，该存储器可以在m+n个时间点的m+n位的地址访问并将卷积结果存储在每个地址中。

如上所述，如果图7a中的状态转换图和图7b中的网格图通过将在过去的两个时间点的数据视为d＝1和k＝3的状态来绘制，并且如果例如考虑到达状态00的分支，则在ak＝-1时从状态00进行转换的分支的情况下，提取通过m+n＝4位的(ak-3,ak-2,ak-1,ak)＝(-1,-1,-1,-1)访问的存储器值，作为参考标准。(m+n＝4)位地址是图8a中的路径存储器中所示的检测结果ak-(m–1+n)到ak的值。

另外，在ak＝-1时从状态01进行转换的分支的情况下，提取通过(ak-3,ak-2,ak-1,ak)＝(-1,-1,-1,-1)访问的存储器值，作为参考标准。

因此，可以在一个时钟内计算分支度量。

图9示出了可用于二值化检测器16中的参考存储器。

存储区域56(56-0000,...,56-1100,...,and56-1111)可用于与用作检测结果ak-(m-1+n)到ak的地址“0000”、...、“1100”、...和“1111”匹配。

将每个时间点k的计算值(mr)(参考公式4)写入每个存储区域56，以与该地址匹配。开关57示意性地示出了使写入访问与地址匹配。

应当注意，在从状态sj转换到到状态si(s00→s01)的情况下的计算值mr的公式具体示出为写入图中的存储区域56-1100的值。

因此，参考存储器连续更新，并且在分支度量计算期间，读取过去参考标准的计算卷积值mr，以与地址匹配。因此，可以在一个时钟内执行分支度量计算。

应当注意，虽然实际计算值mr，例如，是使用二值化检测器16中的管线存储器(pipelinememory)计算的，并且其本身在一个时钟内难以完成，但是作为写入参考存储器的重复结果，计算值逐渐接近适当的值。即，通过从参考存储器读取计算值mr，在一个时钟内完成分支量度计算。另一方面，对于存储在参考存储器中的值，通过连续更新，允许存储的值收敛到适当的值。

接下来将示出以下示例，其中，以这种方式更新因子pi，使得串扰噪声的snr(信噪比)尽可能增大，作为由白化因子更新部19更新噪声预测器15的因子的另一示例。即，这是在最大似然解码中降低噪声的同时增加最小路径距离的示例。

例如，当构成最小距离的模式是{...1001100000000}和{...0011100000000}时，并且当各个矢量表示如下时：

公式13

则检测器的最小平方距离如公式14所示。

公式14

应注意以下内容：

公式15

串扰噪声比公式16如下表示：

公式16

然后，利用噪声预测器15的因子pi的偏微分给出以下公式17：

公式17

使用该结果，用公式18更新噪声预测器15的因子pi。

公式18

通过将由该公式18获得的因子pi更新为噪声预测器15的因子pi，可以获得导致最大串扰snr的信号zk，并且提高维特比解码能力。

<3、结论和修改示例>

在上述本实施例中，通过使用光电检测器6的多个分割区域的光接收信号生成的多个检测信号(用于在光照射到包括经受数据检测的目标轨道tk和光记录介质的相邻轨道tk-1和tk+1的界限上时的返回光，光记录介质上形成有多个轨道)被输入到数据检测处理部105的多输入自适应均衡部14的各个自适应均衡器21、22、23和24。即，检测信号分别作为四通道回放信息信号x1k、x2k、x3k和x4k输入到自适应均衡器21、22、23和24。然后，通过计算多个各自的自适应均衡器21、22、23和24的输出y1k、y2k、y3k和y4k，获得作为均衡信号的输出y'k。来自相邻轨道tk-1和tk+1的多输入自适应均衡部14的输出y'k(均衡信号)的串扰噪声被噪声预测器15(即，白化滤波器)白化。然后，二值化检测器16通过对传递通过噪声预测器15的均衡信号(zk)进行二值化处理来获得二值化数据dt。

此外，均衡误差计算部18找出相对于从多输入自适应均衡部14输出的(均衡信号)y'k的均衡目标的均衡误差e'k，并将均衡误差e'k提供给多个自适应均衡器21、22、23和24，作为用于自适应均衡的控制信号。

此外，白化因子更新部19自适应地更新噪声预测器15的滤波因子pi。

结果，包含在多输入自适应均衡部14的输出y'k(均衡信号)中的串扰噪声首先白化，然后由二值化检测器16进行二值化。

即，在本实施例中，可以抑制用于由二值化检测器16进行的维特比解码的分支度量运算的噪声功率，并且通过使用串扰噪声白化均衡波形执行二值化处理来提高检测精度。

图10a示出了相对于回放信息信号mtf的均衡目标tpr。箭头表示通过pr均衡的增强。此外，串扰噪声cnz由虚线和长虚线短虚线表示。这种串扰噪声通过pr均衡显着增强。

如果这种状态下的输出y'以“原样”提供给二值化检测器16，则输出y'导致维特比解码中的最大似然路径检测精度降低，如图10b所示。

另一方面，图10c同样示出了在本实施例中提供噪声预测器15的情况下的回放信息信号mtf、均衡目标tpr和串扰噪声cnz。

在这种情况下，串扰噪声cnz被白化。如果在这种情况下噪声预测器15的输出z提供给二值化检测器16，则输出z如图10d所示。结果，可以抑制分支量度运算的噪声功率，并且提高维特比解码中的最大似然路径检测精度。

通常，通过设计接近高密度mtf的pr-isi，可以减少串扰噪声增强。然而，很难提前预测这个isi。然而，可以通过使用自适应噪声白化滤波器来降低在高密度期间的串扰噪声增强并提高数据检测能力。

图11a示出了具有35gb中的串扰的回放波形的lms误差的功率谱密度。垂直轴是串扰噪声功率密度，水平轴是标准化通道频率(通道频率标准化为1.0)。

这是公式6中的e'k的fft(快速傅立叶变换)和公式10中的w'k的功率谱密度的计算结果，以研究噪声是否已经白化。

应当注意，图11中的“prml”对应于不提供噪声预测器15的情况，图11中的“npml”对应于提供噪声预测器15的情况。

从这个结果可以看出，lms错误已经白化了。

另一方面，图11b示出了当420000位数据集是一个扇区时，同样用于具有35gb中的串扰的回放波形的12个扇区的学习结果的ber(比特错误率)中的变化，并且很明显，npml结果在收敛后已经消除误差并且得到改善。

此外，通过噪声预测器15的滤波因子的自适应更新，噪声预测器15可以被自适应地操作，以使包含在多输入自适应均衡部14的输出y'k中的串扰噪声白化。

特别地，白化因子更新部19使用由均衡误差计算部18获得的均衡误差e'k(参考公式10至公式12)来以这种方式更新白化滤波器的滤波因子，即，使得尽可能减少串扰噪声能量。结果，可以优化串扰噪声的白化。

此外，白化因子更新部19以这种方式更新噪声预测器15的滤波因子，即，使得尽可能增大均衡信号(y'k)的串扰噪声能量与最大似然解码处理中的最小距离之间的比率(参考公式14至公式18)。因此，可以优化白化滤波器处理，以与最大似然解码匹配。

此外，二值化检测器16使用由白化因子更新部19设置的噪声预测器15的滤波因子(pi)来执行度量运算(参考公式4)。这实现了npml以便与通过噪声预测器15输入的信号(zk)匹配。

此外，通过将过去的判断结果(ak-(m–1+n)至ak)用作地址，从参考存储器56读取使用白化滤波器的滤波因子计算并存储在存储器中的参考标准(在公式4中的计算值mr)，并且通过将参考标准用作用于最大似然解码处理的度量运算的参考标准，可以减少分支度量运算的处理负荷。

尽管迄今为止已经具体描述了本公开的实施例，但是本公开不限于上述实施例，并且可以基于本公开的技术思想进行各种修改。例如，上述激光光源的波形、轨道间距和记录线密度的的数值仅是示例，并且可以使用其他数值。此外，除了上述之外的指示符可以用作评估回放性能的指示符。此外，本公开还适用于仅处理记录到光盘中或从光盘回放的回放装置。

此外，本说明书中描述的效果仅仅是说明性的而不是限制性的，并且允许其他效果。

应当注意，本技术还可以具有以下配置：

(1)一种数据检测装置，包括：

多输入自适应均衡部，其中，通过使用光检测部的多个分割区域的光接收信号生成的多个检测信号中的每一个被输入到多个自适应均衡器中的一个，并且在向其上形成有多个轨道的光记录介质的包括经受数据检测的目标轨道和相邻轨道的范围照射光时，针对返回光，所述多个自适应均衡器的输出被计算并输出作为均衡信号；

白化滤波器，被配置为白化来自相邻轨道的串扰噪声，所述串扰噪声包括在从多输入自适应均衡部输出的所述均衡信号中；

二值化部，被配置为通过对已经通过所述白化滤波器的均衡信号进行二值化处理来获得二进制数据；

均衡误差计算部，被配置为根据基于所述二值化部的二值化检测结果获得的均衡目标信号以及根据多输入自适应均衡部输出的所述均衡信号，求出均衡误差，并将所述均衡误差提供给所述多个自适应均衡器，作为自适应均衡的控制信号；和

白化因子更新部，被配置为自适应地更新白化滤波器的滤波因子。

(2)根据特征(1)所述的数据检测装置，其中，

所述白化因子更新部使用由所述均衡误差计算部获得的所述均衡误差更新白化滤波器的滤波因子，使得串扰噪声能量最小化。。

(3)根据特征(2)所述的数据检测装置，其中，

所述多输入自适应均衡部对所述多个检测信号中的每一个执行部分响应均衡处理，

所述二值化部执行最大似然解码处理，作为所述均衡信号的二值化处理，并且

所述白化因子更新部更新所述白化滤波器的滤波因子，使得所述均衡信号的所述串扰噪声能量与在最大似然解码处理中的最小距离之间的比率最大化。

(4)根据特征(2)或特征(3)所述的数据检测装置，其中，

所述二值化部使用由所述白化因子更新部设置的白化滤波器的滤波因子来执行度量运算。

(5)根据特征(1)到(4)所述的数据检测装置，其中，

所述多输入自适应均衡部对所述多个检测信号中的每一个进行部分响应均衡处理，并且

所述二值化部执行作为均衡信号的二值化处理的最大似然解码处理，通过将过去的判断结果作为地址从存储器读取使用白化滤波器的滤波因子计算的并存储在所述存储器中的参考标准，并且将参考标准用作用于最大似然解码处理的度量运算的参考标准。

(6)一种回放装置，包括：

光学检测部，被配置为在向其上形成有多个轨道的光记录介质的包括经受数据检测的目标轨道和相邻轨道的范围照射光时通过多个分割区域接收返回光，并且被配置为使用所述多个分割区域的光接收信号生成多个检测信号；

多输入自适应均衡部，其中，所述多个检测信号中的每一个被输入到多个自适应均衡器中的一个，并且其中，所述多个自适应均衡器的输出被计算并输出作为均衡信号；

白化滤波器，被配置为白化来自相邻轨道的串扰噪声，所述串扰噪声包括在从多输入自适应均衡部输出的均衡信号中；

二值化部，被配置为通过对已经通过所述白化滤波器的所述均衡信号进行二值化处理来获得二进制数据；

均衡误差计算部，被配置为根据基于所述二值化部的二值化检测结果获得的均衡目标信号以及根据多输入自适应均衡部输出的所述均衡信号，求出均衡误差，并将所述均衡误差提供给所述多个自适应均衡器，作为自适应均衡的控制信号；

白化因子更新部，被配置为自适应地更新白化滤波器的滤波因子；以及

解调部，被配置为从由二值化部获得的二进制数据解调回放数据。

(7)一种数据检测装置的数据检测方法，其中，在向其上形成有多个轨道的光记录介质的包括经受数据检测的目标轨道和相邻轨道的范围照射光时，针对返回光，通过使用光检测部的多个分割区域的光接收信号生成的多个检测信号输入至所述数据检测装置，所述数据检测方法包括：

多输入自适应均衡处理，用于输入所述多个检测信号中的每一个到多个自适应均衡器中的一个，并且计算所述多个自适应均衡器的输出，从而获得均衡信号；

白化处理，用于白化来自所述相邻轨道的串扰噪声，所述串扰噪声包括在由所述多输入自适应均衡处理获得的所述均衡信号中；

二值化处理，用于从经受白化处理的所述均衡信号中检测二进制数据；

均衡误差计算部，被配置为根据基于所述二值化部的二值化检测结果获得的均衡目标信号以及根据多输入自适应均衡部输出的所述均衡信号，求出均衡误差，并将所述均衡误差提供给所述多个自适应均衡器，作为自适应均衡的控制信号；和

白化因子更新处理，用于自适应地更新白化处理的滤波因子。

【附图标记列表】

6...光电探测器

14...多输入自适应均衡部

15...噪声预测器

16...二值化检测器

18...均衡误差计算部

19...白化因子更新部

105...数据检测处理部。