专利名称：天线以及使用该天线的无线装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及天线以及使用该天线的无线装置，特别地涉及主要使用于移动电话终端等的无线装置中的移动无线用的天线以及使用该天线的无线装置。
背景技术：
近年，相关于移动电话等的移动通信体的技术急速发展。对于移动电话终端，天线是特别重要装置之一，随着终端的小型化，也要求天线为小型化以及内置式。
以下，参照附图对于使用于移动电话终端中的以往的移动无线用天线的一示例进行说明。
在
图16中抽象地表示以往的移动无线用天线的构造。在图16中，以往的移动无线用天线由导体地板101、平面状导体板102、2条金属线103以及104构成。在导体板102上通过金属线103由供电点105供给规定电压(以下，称为供电)。又，导体板102通过金属线104与作为接地(GND)电平的导体地板101连接。
上述构造的天线称为板状反F天线(PIFAPlanar Inverted F Antenna)，通常其高度小而作为小型的天线使用于移动电话终端。该PIFA具有将半波长微波传输带天线的天线中央部分短路并使得体积为一半的构造，它是1/4波长谐振器。
在图17A以及图17B中表示采用图16所示的以往的移动无线用天线中从供电点105进行供电时的电流路径。
图17A表示反相模式的电流路径。如图中箭头所示，反相模式的电流路径从供电点105通过金属线103通向导体板102的下侧表面，通过金属线104而短路到导体地板101。在该反相模式的情况下，由于流过金属线103的电流与流过金属线104的电流相反并相互抵消，故不引起天线的谐振。
图17B表示同相模式的电流路径。如图中的箭头所示，同相模式的电流路径从供电点105通过金属线103，通过导体板102的下侧表面在开放端部折回而通过上侧表面，通过金属线104而短路到导体地板101。在该同相模式的情况下，电流的路径的长度在1/2波长的频率下，由于流过金属线103的电流与流过金属线104的电流为同相，在该频率下天线会产生谐振。
在图18中表示图16所示的以往的移动无线用天线的具体构造示例。在图18中，导体地板101为宽度40mm、长度125mm的长方形。导体板102为宽度40mm、长度30mm的长方形。金属线103以及104长度分别都为7mm。又，当将天线所占有的体积定义为导体板102相对于导体地板101的正射影所包围的区域时，在该示例的情况下，为导体板102的面积与金属线103以及104的长度的积，为8.4cc(＝3×4×0.7)。
这里，将作为供电端发挥作用的金属线103与作为短路端发挥作用的金属线104的间隔定义为d。现若使得间隔d为3mm，则图18所示的天线在50Ω系列中，中心频率为1266MHz，此时频带宽度(电压驻波比(VSWR)为2以下的频带宽度)为93MHz，频带比为7.3％(≈93/1266)。
然而，对于上述以往的移动无线用天线(PIFA)，谐振频率与天线部件的长度大致反比例关系。因此，当为了使得天线小型化而缩短作为天线部件的导体板102的长度(换言之，天线所占体积)时，存在谐振频率升高的问题。
这里，作为天线占体积相等的状态下使谐振频率下降的移动无线天线的一示例，采用图19所示的构造。
在图19中，以往的移动无用天线由导体地板111、平面状导体板112、导体壁116、2条金属线113以及114构成。在导体板112上从供电点115通过金属线113进行供电。又，导体板112通过金属线114与导体地板111连接。导体壁116其一端与导体板112电性连接，导体板112以及导体壁116的形状在图16中为将导体板102的开放端部折成弯折的形状。又，在导体壁116的另一端与导体地板111之间存在规定空隙。对于这样构造的天线，关键在于在离金属线114最远的导体板112的一端上配置导体壁116。
在采用了该导体壁116而使得天线小型化的方法中存在下述两点。
第1点是随着电流路径长度的增加谐振频率下降。为了使得反相模式的电流路径长度的最大值变大而通过配置导体壁116(图20)，则谐振频率下降。使得天线的谐振频率为恒定来进行小型化，这与使得天线占有的体积恒定而使谐振频率下降是等价的，因此，利用上述图19的构造能够使得天线小型化。
第2点是电容负载引起谐振频率下降。导体壁116与导体地板111的空隙作为并联的电容进行动作，而由于导体壁116的开放端部电场最强，故对于降低谐振频率有所贡献。
在图21中表示图19所示的以往的移动无线用天线的具体构造例。在图21中，使得导体地板111的尺寸与天线的占有体积与图18的构造相同。即，导体板112是宽度为40mm、长度为30mm的长方形。导体壁116是宽度为6mm、长度为30mm的长方形。金属线113以及114分别长度都为7mm。
此时，当使得间隔d为4mm时，图21所示的天线在50Ω系列中，中心频率为1209MHz，此时的频带宽度为121MHz，故频带比为10.0％(≈121/1209)。
然而，在上述以往的移动无线用天线的构造中，虽然能够通过弯折天线部件(导体板)的端部来降低谐振频率，而随着谐振频率的下降，存在频带变窄的问题。又，虽然使得导体壁与导体地板之间的空隙越小就越能够降低天线的谐振频率，而此时对应于空隙变化的阻抗特性的变化变大，存在特性稳定性变差的问题。再者，由于设计的自由度降低，当减小天线高度时，天线部件与导体地板的电容性耦合增加，存在不能够匹配的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种天线的谐振频率低、频率特性的频带宽并且提高了阻抗特性的稳定性以及设计自由度的天线以及使用该天线的无线装置。
本发明为了解决上述问题，具备下述的特点。
本发明是面向无线装置中所使用的天线，该天线具备作为接地电平的导体地板；配置在导体地板上的天线元件；与天线元件电性连接并且与导体地板隔开规定的空隙配置的电磁场耦合调整元件；向天线元件供电的供电连接部分。
最好，还具备至少一个将天线元件与导体地板进行短路连接的短路连接部分。
又，配置电磁场耦合调整元件使在与短路连接部分之间产生电磁场耦合效果，或使其一部分与导体地板大致平行并使得在与导体地板之间产生电磁场耦合效果。
再者，配置电磁场耦合调整元件使从折回未与天线元件连接的开放端部的供电连接部分到短路连接部分的最大路径与要求的谐振频率的1/2波长一致。
如上，根据本发明使得天线部件为电磁场接合调整元件与天线元件连接的特征性的形状并且利用了与导体地板的电磁场耦合。因此，将电磁场耦合调整元件的尺寸作为参数来调整天线与导体地板之间的电磁场耦合，能够使得天线的谐振频率与导体地板的谐振频率稍有偏离并实现宽频带的频率特性。又，在通过谐振频率的下降来实现天线的小型化的同时，能够实现阻抗特性的宽频带化。再者，通过设计参数的增加，能够容易地获得阻抗匹配。
最好，在由天线元件、电磁场耦合调整元件以及导体地板所包围的空间的一部分或全部上填充电介体材料。
由此，由于所填充的电介体材料，能够增加电磁场耦合调整元件与导体地板之间的电容性耦合，能够实现小型化。
又，最好，利用由电介体材料构成的支持台将电磁场耦合调整元件固定在导体地板上。
由此，利用由电介体材料形成的支持台能够增加电磁场耦合调整元件与导体地板之间的电容耦合，能够稳定地固定配置在导体地板上的天线部件。而且，由于能够精确地控制电磁场耦合调整元件与导体地板之间的距离，能够提高产量。
又，最好，在天线元件或者电磁场耦合调整元件中的至少一方上设置用于伸长从供电连接部分到短路连接部分的路径的槽。
如此，通过设置槽，谐振频率可以下降，能够实现天线的小型化。此时，若在电流强度大的部位设置槽，则能够增大谐振频率的下降程度。又，若在电磁场耦合调整元件上设置槽，则能够控制与导体地板之间的电容量。
又，最好，电磁场耦合调整元件通过弯折加工与天线元件一体地成形。
如此，若使天线元件与电磁场耦合调整元件一体地成形，能够提高天线的强度并且能够提高制造时的产量。
再者，本发明的天线至少能够以2个谐振频率进行谐振。
即，本发明的天线中具备决定各自不同的谐振频带的多个短路连接部分(或者供电连接部分)，通过控制这些短路连接部分(或者供电连接部分)的导通，能够选择性地覆盖任意之一的谐振频带。
由此，能够实现以一个天线选择性地覆盖2个不同的谐振频带。
或者，在本发明的天线中具备决定第1谐振频带的短路连接部分以及决定第2谐振频带的槽，通过天线元件部分与槽部分的作用而能够同时地覆盖2个谐振频带。
即，由于能够以本来的天线部件(天线元件以及电磁场耦合调整元件)覆盖第1谐振频带并由槽部分覆盖第2谐振频带，故以一个天线能够同时地覆盖2个谐振频带。
又，在共同的导体地板上排列上述任意的2个天线并使相互相位差为180度而对它们行供电。
根据这样的构造，除了上述的各发明效果之外，能够使得导体地板上的电流集中在天线部件附近，故能够抑制手持天线时的特性劣化。又，通过调整电磁场耦合调整元件使得2个天线的谐振频率稍有偏离，而能够获得更宽的频带。
参照本说明中的附图，对于本发明的实施形态进行详细说明，通过结合上述的一般说明和下述实施形态的详细说明来解释本发明的原理。
附图简述图1是抽象地表示本发明第1实施形态的天线构造的图。
图2是表示本发明第1实施形态的天线的具体构造示例的图。
图3是抽象地表示应用了本发明第1实施形态的天线的其他构造的图。
图4是抽象地表示本发明第2实施形态的天线的构造的图。
图5A以及图5B说明在图4所示的天线中从供电点进行供电时的电流路径的一示例的图。
图6A～图6C是表示图4所示的天线的输入阻抗的失配损耗(return loss)的频率特性图。
图7是抽象地表示应用了本发明第2实施形态的天线的其他构造的图。
图8是抽象地表示本发明第3实施形态的天线的构造的图。
图9是表示本发明第3实施形态的天线的具体构造例的图。
图10是表示图9所示的天线S11史密斯圆图(Smith chart)。
图11是表示在图9所示的天线中改变导体地板的长度时的S11史密斯圆图(Smith chart)。
图12是抽象地表示应用了本发明第3实施形态的天线的其他构造的图。
图13是表示图12所示的天线S11史密斯圆图(Smith chart)。
图14A～图14C是抽象地表示应用了本发明第1～第3实施形态的天线的其他构造例的图。
图15A～图15C是抽象地表示应用了本发明第1～第3实施形态的天线通过1个天线使得覆盖2个谐振频带的构造例的图。
图16是抽象地表示以往的天线的构造的图。
图17A以及图17B说明在图16所示的以往的天线中从供电点进行供电时的电流路径一例的图。
图18是表示图16所示的以往的天线的具体构造例的图。
图19是抽象地表示其他以往天线的构造的图。
图20是说明在图19所示的其他以往的天线中从供电点进行供电时的电流路径一例的图。
图21是表示图19所示的其他以往天线的具体构造例的图。
最佳实施形态(第1实施形态)图1是抽象地表示本发明第1实施形态的天线的构造的图。在图1中，本第1实施形态的天线由导体地板11、作为天线元件的平面状的导体板12、作为电磁场耦合调整元件的导体壁16以及电磁场耦合调整板17、2条金属线13以及14构成。在导体12上通过金属线13从供电点15进行供电。又，导体板12通过金属线14与导体地板11连接。导体壁16其一端与导体板12电性连接。电磁场耦合调整板17与同导体壁16的上述端对向的另一端电性连接。
在本第1实施形态中，与导体地板11隔开规定的空隙配置电磁场耦合调整板17，在与导体地板11之间形成电容。此时，为了从金属线14与导体板12连接的部分(以下，称为短路部分)到电磁场耦合调整元件的开放端部的路径变长，而配置(连接)导体壁16以及电磁场耦合调整板17。最好配置称为使得从金属线13与导体板12连接的部分(以下，称为供电部分)到短路部分的电流路径为所要求的谐振频率的1/2波长。
根据这样的构造，与以往相比，在相同的天线部件尺寸(天线所占有的体积)下，能够使得谐振频率更低或者在同一谐振频率下能够使得天线部件的尺寸更小。又，根据该构造，通过调整电磁场耦合调整板17的面积以及导体地板11的距离(空隙)，能够控制由电磁场耦合调整板17与导体地板11构成的电容的电容量，所以，能够容易地调整阻抗的匹配。
图2是表示图1所示的第1实施形态的天线的具体构造例的图。在图2中，导体地板11的尺寸与天线的占有体积与图18的以往示例相同。即，导体板12是宽度为40mm、长度为30mm的长方形。导体壁16是宽度为6mm、长度为30mm的长方形。金属线13以及14长度分别都为7mm。
此时，当电磁场耦合调整板17是宽度为7mm、长度为30mm的长方形时，作为供电端进行工作的金属线13与作为短路端进行工作的金属线14的间隔d为7.5mm时，在50Ω系列中可以获得阻抗匹配。此时，图2所示的天线其中心频率为924MHz，此时的频带宽度为145MHz，故频带比为15.7％(≈145/924)。如此，与上述图18以及图21所示的以往示例相比，可见能够降低谐振频率并且能够使得频率特性的频带变宽。
又，上述尺寸仅表示一示例，不作为限定范围。
又，对于图16所示的以往的天线构造，当使得天线的体积为恒定时，仅间隔d可变，决定设计自由度的要素仅此一个。因此，在50Ω系列中调整使得VSWR最好时，间隔d变小为3mm。当使得供电端接近短路端时，由于供电点与天线开放部分的最大距离变大，虽然谐振频率下降且感应性增加，而存在频带比变小的折衷选择的关系。
对此，对于图2所示的本发明的天线构造的情况下，除了调整间隔d，还能够调整导体壁16与电磁场耦合调整板17的尺寸，与以往相比，增加了设计的自由度。结果本发明的天线构造与以往相比，在降低谐振频率的同时能够增加频带比。
例如，为了进一步降低谐振频率，虽然也可以单纯地增大电磁场耦合调整板17的宽度，如此由于电磁场耦合调整板17的面积变大，故与导体地板11的电容耦合变强，不容易获得阻抗匹配。在这样的情况下，可以减小电磁场耦合调整板17的长度以减小其面积，由此，能够调整与导体地板11的电磁场耦合(图3)。如此，导体壁16的长度与电磁场耦合调整板17的长度并不一定要相同。
(第2实施形态)图4是抽象地表示本发明第2实施形态的天线的构造的图。在图4中，本第2实施形态的天线由导体地板21、作为电线天件的平面状的导体板22、作为电磁场耦合调整元件的电磁场耦合调整壁27、2条金属线23以及24构成。在导体板22上通过金属线23由供电器供电。又导体板22通过金属线24与导体地板21连接。电磁场耦合调整壁27其一端与导体板22电性连接。
在本第2实施形态中，电磁场耦合调整壁27在同导体板22电性连接的一端对向的另一端与导体地板21之间存在空隙。此时，关键在于要将电磁场耦合调整壁27与导体板22的连接点配置在金属线24的附近。由此，能够使得在电磁场耦合调整壁27与金属线24之间产生电磁场耦合效果。
在上述第1实施形态中，表示了使得电流路径长度的最大值变大而配置电磁场耦合调整元件(导体壁16以及电磁场耦合调整板17)的构造示例，而此时，在使得与导体地板11的电容性耦合增加的同时因天线的谐振频率下降，所以在将谐振频率保持在恒定的状态下不能够增加电容性耦合。
这里，在本第2实施形态中，如图4所示，为了电流路径长度的最大值不增加而插入电磁场调整壁27。由此，在将天线的谐振频率保持在恒定的状态下能够增加与导体地板21的电容性耦合，设计的自由度增大。又，由于短路部分附近电流密度大而很难获得阻抗匹配，故在电流密度大的短路部分附近配置电磁场耦合调整壁27。由此，能够减低短路部分附近的电流密度，能够减小阻抗。结果是能够容易地调整阻抗匹配。
在图5A以及图5B中，表示图4所示的天线中从供电点25进行供电时的电流路径。又，在图6A以及图6B中分别表示从图5A以及图5B所对应的供电点25预计天线的输入阻抗的回程损耗的频率特性。
在图4中，对于从供电点25进行供电时的电流路径能够分为同相模式以及反相模式2种情况进行研究，而其中由于反相模式中电流相互抵消而没有对于天线的谐振作出贡献，故可以仅考虑同相模式的情况。首先，图5A所示的同相模式的电流路径如图中的箭头所示那样，从供电点25通过金属线23、通过导体板22的下侧表面、在开放端部折回而通过上侧表面、通过金属线24而到达导体地板21。此时，在电流路径的长度为1/2波长的频率下，由于流过金属线23以及金属线24的电流的方向同相，故在该频率下天线谐振。将此时的谐振频率作为f1，在图6A表示回程损耗频率特性。
其次，图5B所示的同相模式的电流路径如图中的箭头所示那样，从供电点25通过金属线23、通过导体板22的下侧表面、通过导体板22与电磁场耦合调整壁27的连接点、通过电磁场耦合调整壁27的下侧表面、在电磁场耦合调整壁27的开放端部折回而通过上侧表面、通过连接点并通过导体22的上侧表面、通过金属线24而到达导体地板21。此时，同样地在电流路径的长度为1/2波长的频率下，由于流过金属线23以及金属线24的电流的方向同相，故在该频率下天线谐振。将此时的谐振频率作为f2，在图6B表示回程损耗频率特性。又，图5B的电流路径比图5A的电路路径短时，当然f1≤f2。
在图6C中表示图4所示的天线的回程损耗的频率特性。这能够通过叠加图6A以及图6B中个别求得的回程损耗的频率特性而求得。如此，如图5A以及图5B那样，使得电流路径长度不同使得天线复谐振，由此能够期待获得宽频带的特性。又，这对于使用在覆盖不同频带的复合设备中的天线是有效的。
又，如图7所示，通过使得电磁场耦合调整壁27为其一部分与导体地板21平行而弯折的构造(附加了电磁场耦合调整板的构造)，能够增强与导体地板21之间的电磁场耦合。此时，通过调整电磁场耦合调整壁27的弯折部分的尺寸，能够控制与导体地板21的电磁场耦合，则当然可以容易地实现阻抗的匹配。
(第3实施形态)图8是抽象地表示本发明第3实施形态的天线的构造的图。在图8中，本第3实施形态的天线由导体地板31、作为天线元件的平面状的导体板32、作为电磁场耦合调整元件的L字型导体壁37a、L字型导体壁37b以及L字型导体壁37c、2条金属线33以及34构成。在导体板32上从供电点通过金属线33进行供电。又，导体板32通过金属线34与导体地板31连接。又，3个L字型导体壁37a～37c各自的一端与导体板32分别电性连接。
在本第3实施形态中，与导体地板31空开规定的空隙分别配置构成电磁场耦合调整元件的3个L字型的导体壁37a～37c的弯折部分，在与导体地板31的之间形成电容。
根据这样的构造，通过多次调整作为电磁场耦合调整元件的L字型导体壁37a～37c的面积以及与(弯折部分所相关的)导体地板31的距离(空隙)，能够容易地控制由L字型导体壁37a～37c与导体地板31构成的电容的电容量，故能够容易地调整阻抗匹配。
图9是表示图8所示的第3实施形态的天线的具体构造示例的图。在图9中，导体地板31的尺寸与天线的占有体积与图18所示的以往示例相同。即，导体板32是宽度为40mm、长度为30mm的长方形。金属线33以及34长度分别都为7mm。L字型导体壁37a以及37c分别与导体板32的长边连接，L字型导体板37b与导体板32的短边的一方连接。金属线34的一端与导体板32的短边的另一方连接，金属线34的另一端与导体地板31连接。供电点35通过金属线33与导体板32连接。又，L字型导体壁37a以及37c是壁部分为宽度40mm、长度6mm的长方形且弯折部分的长度为2mm。L字型导体壁37b壁部分为长度30mm、宽度6mm的长方形且弯折部分的宽度为3mm。
此时，当使得金属线33与金属线34的间隔d为7.5mm时，在图9所示的50Ω系列中心频率为949MHz，此时的频带宽度为236MHz，故频带比为24.9％(≈236/949)。如此，与上述图18以及图21所示的以往示例相比，可见能够降低谐振频率并且能够使得频率特性的频带变宽。
在图10中以史密斯圆图表示图9所示的天线的S11。在图10中可见，在950MHz的附近存在变极点，天线复谐振。认为产生该复谐振的主要原因是天线的谐振频率与导体地板31的谐振频率稍有偏离，能够判断通过这些复谐振实现频带比为24.9％。
在图11中表示对于图9所示天线当使得导体地板31的长度为115mm时天线的S11史密斯圆图。又，没有改变图9中的其他的参数。从图11可知变极点移到1.05MHzz。这是由于导体地板31变短而导体地板31的谐振频率上升的原因。此时，中心频率为934MHz，此时频带宽度为158MHz，故频带比为16.9％(≈158/934)。
这里，如图12所示再次调整天线的尺寸。在图12中，电磁场耦合调整元件由电磁场耦合调整壁47a、电磁场耦合调整壁47c以及L字型电磁场耦合调整壁47b构成。电磁场耦合调整壁47a以及47c是宽度为40mm、长度为6mm的长方形。L字型电磁场耦合调整壁47b其壁部分是长度为30mm宽度为6mm的长方形、其弯折部分的宽度为1mm。
此时，当使得金属线33与金属线34的间隔d为12.5mm时，图12所示的天线在50Ω系列中心频率为1084MHz，由于此时的频带宽度为306MHz，故频带比为28.2％(≈306/1084)。在图13中以史密斯圆图表示图12所示的天线的S11。从图13可知，位于1.05GHz附近的变极点在史密斯圆图的中心附近。
如上所述，根据本发明第1～第3实施形态的天线构造，使得天线部件为具有电磁场耦合调整元件特征的形状，利用与导体地板的电磁场耦合。因此，将电磁场耦合调整元件的尺寸作为参数来调整天线与导体地板之间的电磁场耦合，由此，使得天线的谐振频率与导体地板的谐振频率稍有偏离，能够实现宽频带的频率特性。又，通过谐振频率的下降能够实现天线的小型化的同时，能够使得阻抗特性宽频带化。再者，通过设计参数的增加，能够容易地实现阻抗匹配。
又，在上述各实施形态中，当然也可以通过在由导体板、电磁场耦合调整元件以及导体地板所包围的空间的一部分或者全部填充电介材料51(例如，图14A)，则可以更加使得天线小型化。
又，利用由电介体构成的支持台5将电磁场耦合调整元件固定在导体地板上(例如，图14B)，不仅可以使得电磁场耦合调整元件与导体地板间的电容性耦合增加，而且能够稳定地固定配置在导体地板上的天线部件。而且，能够精确地控制电磁场耦合调整元件与导体地板间的距离，能够提高产量。
又，通过至少在导体板或者电磁场耦合调整元件的任意之一设置槽53(例如，图14C)，可以使得谐振频率降低而获得天线的小型化。此时，通过在电流强的部位设置槽，能够增大谐振频率的下降幅度。又，当然也能够通过在电磁场耦合调整元件上设置槽而控制与导体地板间的电容。
又，对于移动电话终端等的无线装置，一般导体地板的尺寸比波长要小。此时，认为导体地板也作为天线对于电波的发射作出贡献，在天线的设计中必须要考虑到导体地板的影响。各实施形态所示的导体地板的长度与宽度仅是示例，当然，即使当导体地板的尺寸变化时，也能够通过调整电磁场耦合调整元件的面积以及与导体地板之间的距离而控制与导体地板的电磁场耦合，由此能够容易地实现阻抗匹配。
又，在上述各实施形态中，例举了将短路端与供电端相对于导体地板的长尺寸方向排列在横(宽度方向)方向上的情况，本发明并不限于此。当将短路端与供电端排列在横方向上时，能够使得电流路径为横方向上，故水平极化成分变大。移动电话终端在通话状态下以约30度的低仰角使用，故水平极化成分被变换成垂直极化成分。对于目前的数字移动电话(PDCPersonal Digital Cellular)时，在市区马路上交差极化识别度约为6dB，对于垂直极化方面有利。即，如上述构造，通过将短路端与供电端排列配置在横方向上，能够使得通话状态下的垂直极化成分变强而发射。
又，在上述各实施形态中，当然，通过将短路端与供电端相对于导体地板的长方向配置在导体板的上端(长方向上的任意一方的端)，能够增大电流路径的最大值，能够获得天线的小型化。此时，由于能够增大导体地板上的电流路径的最大值，对于导体地板较小的情况是有效的。又，由于能够将电流分布的最大点的短路端与供电端配置在导体地板的上端，故当手持移动电话终端时，能够使得增大手与短路端以及供电端的距离，由此，能够抑制由于手导致的特性劣化。
又，在上述各实施形态中，例举了具有一个短路端的构造示例，而本发明并不仅限于此。当然，也能够是具有2个以上的短路端的构造以及完全不具有短路端的构造。然而，在不具备短路端的构造的情况下，由于为半波长谐振系而不适合于天线的小型化。
又，在上述各实施形态中，以构成天线部件的导体板与电磁场耦合调整元件为个别的部件而进行描述，而也可以通过板金加工来弯折一个导体材料而一体地形成上述构造。如此，若一体地形成上述构造，当然，在提高天线强度的同时，也能够提高制造时的产量。
又，当然，可以在导体地板上排列2个各实施形态所说明的天线进行反相供电。此时，除了上述效果之外，能够使得导体地板上的电流集中到天线部件附近，因此能够抑制手持时的特性劣化。又，通过调整电磁场耦合调整元件使得2个天线的谐振频率稍有偏离，能够获得更宽的频带特性。
再者，在上述第1～第3实施形态中，对于谐振频带为一个的天线构造进行了说明，而如下所述，也能够实现谐振频带为2个的天线的构造。
1.选择性地覆盖任意一个的谐振频带的情况此时，例如，如图15A所示，在天线部件上可以设置第1谐振频带用的短路部分(金属线61)与第2谐振频带用的短路部分(金属线部分62)。由此，通过选择性地控制短路部分的导通，能够构成覆盖第1或第2任意之一的谐振频带的天线。又，对于在天线部件上选择性地设置2个能够切换的供电部分的情况，也是相同的。
2.同时地覆盖2个谐振频带的情况此时，例如，如同15B以及图15C，在天线部件上设置槽63。由此，能够以本来的天线部件覆盖第1谐振频带并能够通过槽部分覆盖第2谐振频带，也能够构成同时覆盖2个谐振频带的天线。
又，在上述示例中，对于能够以一个天线选择性或者同时地覆盖2个谐振频带的构造进行了说明，而也能够同样地实现选择性地或同时覆盖3个以上的谐振频带的天线构造。又，当然，也可以将2个具有这样能够选择性或同时覆盖多个谐振频带的构造的天线排列在导体地板上而进行反相供电。
如上所述，本发明领域的技术人员能够容易地实现本发明的其他优点以及修改。而且，本发明范围并不限于上述详细说明以及实施形态。因此，在不背离本发明的精神以及所附权利要求的基础上，能够进行各种各样的变换。
权利要求
1.一种使用于无线装置的天线，其特征在于，具备作为接地电平的导体地板(11，21，31)；配置在所述导体地板上的天线元件(13，22，32)；与所述天线元件电性连接并且与所述导体地板隔开规定的空隙配置的电磁场耦合调整元件(16，17，27，37a～37c，47a～47c)；向所述天线元件供电的供电连接部分(13，23，33)。
2.如权利要求1所述的天线，其特征在于，还具备至少一个将所述天线元件与所述导体地板进行短路连接的短路连接部分(14，24，34，61，62)。
3.如权利要求2所述的天线，其特征在于，配置所述电磁场耦合调整元件(27)使得在与所述短路连接部分(24)之间产生电磁场耦合效果。
4.如权利要求2所述的天线，其特征在于，配置所述电磁场耦合调整元件(16，17，37a～37c，47a～47c)使其一部分与所述导体地板大致平行并使得在与所述导体地板(11，31)之间产生电磁场耦合效果。
5.如权利要求4所述的天线，其特征在于，配置所述电磁场耦合调整元件(16，17，37a～37c，47a～47c)使从折回未与所述天线元件(12，32)连接的开放端部的所述供电连接部分(13，33)到所述短路连接部分(14，34)的最大路径与要求的谐振频率的1/2波长一致。
6.如权利要求2所述的天线，其特征在于，在由所述天线元件、所述电磁场耦合调整元件以及所述导体地板所包围的空间的一部分或全部上填充电介体材料(51)。
7.如权利要求4所述的天线，其特征在于，在由所述天线元件、所述电磁场耦合调整元件以及所述导体地板所包围的空间的一部分或全部上填充电介体材料(51)。
8.如权利要求2所述的天线，其特征在于，利用由电介体材料构成的支持台(52)将所述电磁场耦合调整元件固定在所述导体地板上。
9.如权利要求4所述的天线，其特征在于，利用由电介体材料构成的支持台(52)将所述电磁场耦合调整元件固定在所述导体地板上。
10.如权利要求2所述的天线，其特征在于，在所述天线元件或者所述电磁场耦合调整元件中的至少一方上设置用于伸长从所述供电连接部分到所述短路连接部分的路径的槽(53)。
11.如权利要求6所述的天线，其特征在于，在所述天线元件或者所述电磁场耦合调整元件中的至少一方上设置用于伸长从所述供电连接部分到所述短路连接部分的路径的槽(53)。
12.如权利要求8所述的天线，其特征在于，在所述天线元件或者所述电磁场耦合调整元件中的至少一方上设置用于伸长从所述供电连接部分到所述短路连接部分的路径的槽(53)。
13.如权利要求2所述的天线，其特征在于，所述电磁场耦合调整元件通过弯折加工与所述天线元件一体成形。
14.如权利要求4所述的天线，其特征在于，所述电磁场耦合调整元件通过弯折加工与所述天线元件一体成形。
15.如权利要求6所述的天线，其特征在于，所述电磁场耦合调整元件通过弯折加工与所述天线元件一体成形。
16.如权利要求8所述的天线，其特征在于，所述电磁场耦合调整元件通过弯折加工与所述天线元件一体成形。
17.如权利要求10所述的天线，其特征在于，所述电磁场耦合调整元件通过弯折加工与所述天线元件一体成形。
18.如权利要求2所述的天线，其特征在于，至少以2个谐振频率进行谐振。
19.如权利要求4所述的天线，其特征在于，至少以2个谐振频率进行谐振。
20.如权利要求6所述的天线，其特征在于，至少以2个谐振频率进行谐振。
21.如权利要求18所述的天线，其特征在于，具备多个决定各自不同的谐振频带的所述短路连接部分，通过控制所述短路连接部分的导通能够选择性地覆盖任意之一的谐振频带。
22.如权利要求19所述的天线，其特征在于，具备多个决定各自不同的谐振频带的所述短路连接部分，通过控制所述短路连接部分的导通能够选择性地覆盖任意之一的谐振频带。
23.如权利要求20所述的天线，其特征在于，具备多个决定各自不同的谐振频带的所述短路连接部分，通过控制所述短路连接部分的导通能够选择性地覆盖任意之一的谐振频带。
24.如权利要求18所述的天线，其特征在于，具备多个决定各自不同的谐振频带的所述供电连接部分，通过控制所述供电连接部分的导通能够选择性地覆盖任意之一的谐振频带。
25.如权利要求19所述的天线，其特征在于，具备多个决定各自不同的谐振频带的所述供电连接部分，通过控制所述供电连接部分的导通能够选择性地覆盖任意之一的谐振频带。
26.如权利要求20所述的天线，其特征在于，具备多个决定各自不同的谐振频带的所述供电连接部分，通过控制所述供电连接部分的导通能够选择性地覆盖任意之一的谐振频带。
27.如权利要求18所述的天线，其特征在于，具备决定第1谐振频带的所述短路连接部分(61)以及决定第2谐振频带的槽(63)，通过所述天线元件部分与槽部分的作用而能够同时地覆盖2个谐振频带。
28.如权利要求19所述的天线，其特征在于，具备决定第1谐振频带的所述短路连接部分(61)以及决定第2谐振频带的槽(63)，通过所述天线元件部分与槽部分的作用能够同时地覆盖2个谐振频带。
29.如权利要求20所述的天线，其特征在于，具备决定第1谐振频带的所述短路连接部分(61)以及决定第2谐振频带的槽(63)，通过所述天线元件部分与槽部分的作用能够同时地覆盖2个谐振频带。
30.一种天线，其特征在于，在共同的导体地板上排列权利要求1～29所述的天线中的任意之二并使相互相位差为180度而进行供电。
31.一种无线装置，其特征在于，采用了权利要求1～30所述的天线中的任意之一。
全文摘要
本发明提供一种能同时降低天线的谐振频率及增大频率特性的频带并提高了阻抗特性的稳定性及设计自由度的天线。导体板12通过金属线14与导体地板11连接并通过金属线13由供电点进行供电。导体壁16其一端与导体板12电性连接。电磁场耦合调整板17与导体板16的另一端电性连接。与导体地板11空开规定空隙配置电磁场耦合调整板17并在与导体地板11之间形成电容。此时,为了使得金属线14从与导体板12连接的短路部分到电磁场耦合调整板17的开放端部的路径长度变长而配置导体壁16及电磁场耦合调整板17。最好,配置金属线13使得从与导体板12连接供电部分到短路部分的电路路径为所要求的谐振频率的1/2波长。
文档编号H01Q1/24GK1357940SQ0113946
公开日2002年7月10日 申请日期2001年11月22日 优先权日2000年11月22日
发明者岩井浩, 山本温, 小川晃一, 构口信二, 高桥司, 山田贤一 申请人:松下电器产业株式会社