专利名称：变换器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及在采用同步整流方式的变换器(inverter)中简化栅极驱动电路的结构的技术。
背景技术：
已知一种变换器，其采用所谓的同步整流方式，使作为整流元件的整流用开关单元与主开关单元同步地进行动作以进行整流动作(例如，专利文献1)。在采用同步整流方式的变换器中，以低于回流二极管的启动电压的电压使整流用开关单元进行动作，由此其优点在于可实现功率变换效率的提高。图10表示包括采用同步整流方式的变换器的负载驱动系统的整体结构。负载驱动系统900具备直流电源DC、平滑电容器902、变换器901、以及作为负载的三相交流电动机903。变换器901具备三相桥式电路，由U相臂90如、V相臂904v、W相臂90 并联连接而成；和栅极驱动电路GD91、GD92，对构成各臂的开关单元的开关动作进行控制。由于各相臂9(Mu、904v、9(Mw的构成是共通的，因此这里仅取出W相臂90 进行说明。W相臂90 由串联连接的高侧开关单元H9和低侧开关单元L9构成。开关单元H9、L9 为了实现同步整流，由金属-氧化物-半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，以下记为MOSFET。)为代表的、在导通情况下具有在正向和反向的双向导通的沟道区域的功率半导体元件构成。开关单元H9、L9的栅极端子分别与栅极驱动电路⑶91、⑶92连接，从栅极驱动电路⑶91、⑶92输出的栅极驱动信号SgH9、SgL9被输出至开关单元H9、L9的栅极端子，以控制开关单元H9、L9的动作。在高侧开关单元H9的漏极-源极之间，按照与高侧开关单元H9的输入输出方向逆并联的方式设有回流二极管DH9，同样，在低侧开关单元L9也设有回流二极管DL9。使用回流二极管DH9、DL9的目的在于，在开关单元H9、L9的双方都截止的情况下，确保使电流回流的路径。在专利文献1中公开了如下的技术，将构成开关单元的MOSFET自身构造上具备的、仅在反方向导通的双极型的二极管区域用作回流二极管DL9。根据该结构，不需要在 MOSFET之外另行设置二极管，达到了能够实现开关单元小型化的这种效果。此外，MOSFET 自身构造上具备的二极管区域也被称为体二极管或寄生二极管。专利文献1JP特开2008-61403号公报专利文献2JP特开2002-299625号公报专利文献3JP特开2008-17237号公报图11表示负载驱动系统900具备的变换器901动作时的时序图，仅提取并示出了构成图10中的W相臂90 的开关单元H9、L9的动作。图11(a)表示W相臂90 的输出电流波形，图11(b)表示(a)中的圆圈包围部分的放大图。在采用同步整流方式时，在图11(a)所示的正半周期(圆圈包围的部分包含在该期间中)中，高侧开关单元H9作为主开关单元发挥功能，低侧开关单元L9作为整流用开关单元发挥功能。另一方面，在负半周期中，低侧开关单元L9作为主开关单元发挥功能，高侧开关单元H9作为整流用开关单元发挥功能。以下，在本说明书中，只要没有特别记载，则所说明的是正半周期的情况。图11 (c)表示栅极驱动信号SgH9的电压波形，图11 (d)表示栅极驱动信号SgL9 的电压波形。在栅极驱动信号SgH9、SgL9中的高电平期间，对应的开关单元导通，在低电平期间截止。以往，为了防止流过因开关单元H9、L9的双方都导通引起的短路电流，如图 ll(c)、(d)所示那样，在栅极驱动信号SgH9、SgL9中设置空载时间DT1、DT2。因此，栅极驱动电路⑶必需设置用于接收外部输入的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)信号 (以下，记为PWM信号)并基于这些这些信号生成设置有空载时间DTI、DT2的栅极驱动信号SgH9、SgL9的结构。其结果，产生了栅极驱动电路结构复杂化的问题。
实用新型内容本实用新型是鉴于上述问题进行的，其目的在于提供一种防止在高侧开关单元和低侧开关单元之间流过短路电流的同时，能够简化栅极驱动电路结构的变换器。为了实现上述目的，本实用新型的一实施方式所涉及的变换器具备将串联连接了第1开关元件及第2开关元件的臂并联连接N个(N为2以上的整数)的电路；和N个栅极驱动电路，针对每个所述臂进行设置，进行各臂内的第1开关元件及第2开关元件的导通截止控制。所述第1开关元件及所述第2开关元件是金属-绝缘体-半导体场效应晶体管，所述N个栅极驱动电路的各个电路，能与外部的控制器连接，与各栅极驱动电路所对应的臂内的所述第1开关元件的栅极以及第2开关元件的栅极连接，基于来自所述外部的控制器的一个指令信号，生成针对所述第1开关元件的栅极的第1栅极驱动信号以及针对所述第2开关元件的第2栅极驱动信号，向所述第1开关元件的栅极输出所述第1栅极驱动信号，并与所述第1栅极驱动信号同步地向所述第2开关元件输出所述第2栅极驱动信号。 所述栅极驱动电路是生成相对于所述第1栅极驱动信号波形翻转的所述第2栅极驱动信号的电路。所述第1开关元件及所述第2开关元件具备单极型二极管区域。如上所述，一般周知在串联连接的开关单元的双方导通时流过短路电流。但是，本申请实用新型发明者通过认真研究发现，只要该双方开关单元处于导通的期间在规定期间内就不会流过短路电流。产生该没有短路电流流过的“规定期间”的原因是由于直流电源与变换器之间的布线具有寄生电感等。因此，本实用新型所涉及的变换器具备的栅极驱动电路在第1开关单元与第2开关单元之间使开关动作定时一致。其结果，能够实现如下的栅极驱动电路，其不需要用于生成设置空载时间的栅极驱动信号的结构。
图1是表示具备第1实施方式所涉及的变换器101的负载驱动系统100的整体结构图。图2是表示第1实施方式所涉及的栅极驱动电路GDl的电路结构的示意图。[0022]图3是示意地表示第1实施方式所涉及的变换器101所具备的开关单元H1、L1的结构的剖面图。图4表示第1实施方式所涉及的变换器101动作时的时序图。图5表示第1实施方式所涉及的开关单元H1、L1存在双方处于截止的期间时的时序图。图6是表示具备第2实施方式所涉及的变换器201的负载驱动系统200的整体结构图。图7是示意地表示第2实施方式所涉及的变换器201所具备的开关单元H2、L2的结构的剖面图。图8是用于说明第2实施方式所涉及的变换器201所具备的开关单元H2、L2的动作的示意剖面图。图9表示第4实施方式所涉及的栅极驱动电路的电路结构图。图10表示具备采用了同步整流方式的变换器的负载驱动系统的整体结构图。图11是表示负载驱动系统900具备的变换器901动作时的时序图。
具体实施方式
以下，参照附图对本实用新型的实施方式进行说明。第1实施方式(整体结构)图1表示具备第1的实施方式所涉及变换器的负载驱动系统100的整体结构图。 在本实施方式中，说明以三相交流电动机为负载的结构。负载驱动系统100具备直流电源DC、变换器101、平滑电容器102、三相交流电动机 103、控制器105。直流电源DC例如是对电源系统进行整流而得到的直流电源、或者是电池类型(代表的有镍氢或锂离子等的二次电池)的直流电源。变换器101将从直流电源DC供给的直流电变换成相位分别相差120° (2 π /3弧度)的U相、V相、W相的三相交流电，将该三相交流电提供给三相交流电动机103。变换器 101具备U相臂l(Mu、V相臂104v、W相臂10 并联连接而成的三相桥式电路、和栅极驱动电路⑶1。由于各相臂l(Mu、104v、l(MW的结构是共通的，因此这里仅取出W相臂10 进行说明。W相臂10 由串联连接的高侧开关单元Hl和低侧开关单元Ll构成。开关单元HI、 Ll为了实现同步整流，由在导通情况下具有在正向和反向的双向导通的沟道区域的功率半导体元件构成。开关单元HI、Ll具备仅在反方向导通的单极型二极管区域，使该二极管区域作为回流二极管DH1、DLl发挥功能。由于本实施方式中的二极管区域是单极型，因此与双极型二极管区域相比，其正向的开关速度快，此外正向的电压下降低。因此，与以往相比通过使开关速度高速化、或者降低二极管区域的导通损耗，从而能够提高功率变换效率。再有，像变换器这种处理高频的装置，功率变换效率的好坏是特别重要的因素。此外，正向的电压降较低不仅可提高功率变换效率，而且对于抑制作为回流二极管工作时的发热也是有贡献的。[0039]此外，由于臂l(Mu、104v、104w的结构与图10中的9(Mu、904v、9(Mw相同，因此省
略说明。栅极驱动电路GDl控制开关单元HI、Ll的开关动作，使得基于脉冲宽度调制进行使用被施加了反偏置的开关单元的同步整流。图2表示栅极驱动电路GDl的电路结构的示意图。栅极驱动电路GDl基于所输入的PWM信号Pw，生成针对高侧开关单元Hl的栅极端子的指令信号即栅极驱动信号SgHl。另一方面，针对低侧开关单元Li，通过使PWM信号Pw的波形翻转生成栅极驱动信号SgLl。也就是说，栅极驱动电路⑶1基于一个输入信号(在此为PWM信号Pw)生成栅极驱动信号SgHl、SgLl的2个驱动信号。并且，这些栅极驱动信号 SgHUSgLl被输出至开关单元HI、Ll的栅极端子，由此控制各开关单元动作的定时。此外，尽管在图1中没有特别附于符号，但U相、V相的栅极驱动电路针对U相、V 相进行与W相同样的动作。平滑电容器102是为了抑制负载驱动系统100内的电压波动而设置的。三相交流电动机103由接受三相交流供电的三相绕组构成。控制器105生成输出至栅极驱动电路的指令信号。若以W相为例具体进行说明，控制器105比较载波信号与正弦波形的控制指令信号，将其比较结果也就是PWM信号Pw作为指令信号输出至栅极驱动电路GDI。由于使用这样生成的PWM信号Pw，因此在开关单元中流过的电流不是0[A]而是有限电流値的情况下，即不是零电流开关的情况下，进行开关元件的导通/截止。再有，从变换器101输出的交流电流的频率与载波信号的频率不同。在此，所谓零电流开关是指，在开关单元中流过的电流为0[A]之后进行开关单元的导通/截止的开关方式。针对U相及V相的栅极驱动电路分别输出Pu及Pv。(开关单元的结构)图3是示意地表示本实施方式的变换器101具备的开关单元HI、Ll的结构剖面图。如图3所示，半导体元件1000具有在η+基板110的表面侧层叠rT漂移层111的构造。η+基板110使用以SiC等为代表的宽带隙半导体基板。在η-漂移层111上形成ρ型主体区域117，在ρ型主体区域117的区域内形成η+ 源极区域115。在ρ型主体区域117及η+源极区域115上形成源极电极113。在η_漂移层111、ρ 型主体区域117、η+源极区域115上隔着栅极绝缘膜116形成栅极电极112，该栅极绝缘膜 116由SW2等的硅氧化膜、硅氧氮化膜、氧化铝(Al2O3等)、HfO等的铪氧化物、Ti、Zr、Nb、 Ta等过渡金属氧化物等构成。此外，在η_漂移层111的表面侧，设置由Ni、Ti、Mo等的金属构成的肖特基电极119。另一方面，在η+基板110的背面侧形成漏极电极114。另外，在图 3中的η型区域示出的η上的+和-表示η型杂质浓度的高低，表示按照η— < η < η+的顺序η型杂质浓度变高。如以上说明那样，在半导体元件1000中，由η+基板110、η_漂移层111、ρ型主体区域117、η+源极区域115、源极电极113、栅极绝缘膜116、栅极电极112、漏极电极114形成金属-绝缘体-半导体场效应晶体管(MISFET)构造，将具有该MISFET构造的区域称为 MISFET 区域 142。该MISFET区域142如文字描述那样是作为MISFET发挥功能的区域。[0052]二极管区域143是发挥单极型二极管特性的区域。在相对于漏极电极114对肖特基电极119施加正电压的状态(正偏置状态)下，如图3中虚线所示的路径那样，从肖特基电极119向漏极电极114流过电流。相反，在相对于漏极电极114对肖特基电极119施加负电压的状态(二极管为反偏置状态)下，肖特基电极119与漏极电极114之间不导通。在此，在变换器中，连接源极电极113和肖特基电极119进行使用，MISFET区域 142与二极管区域143为逆并联的关系。因此，对于MISFET区域142而言正偏置对应于对于二极管区域143而言的反偏置，而对于MISFET区域142而言反偏置对应于对于二极管区域143而言的正偏置。如上所述，由于将从漏极电极114向源极电极113的方向定义为正向，因此对于二极管区域143而言为正偏置时(对于MISFET区域142而言为反偏置时)， 在二极管区域143中流过反向的电流。此外，对于二极管区域143而言为反偏置时(对于 MISFET区域142而言为正偏置时)，在二极管区域143中没有电流流过。二极管区域143中的在图3的虚线示出的路径上存在的半导体只有η型。因此， 该二极管区域143为单极型。在本实施方式中，将在该二极管区域143中形成的SBD120用作回流二极管DH1、 DLl (图1)。这样，由于将用作回流二极管的SBD内置在构成开关单元的半导体元件内，不需要在半导体元件以外另行设置回流二极管。因此，能够使开关单元小型化，削减制造成本。此外，由于能够减少部件数量，因此达到的效果是能够抑制布线具有的寄生电容或寄生电感等引起的不希望的振动或噪声。此外，构成半导体元件1000的η+基板110是宽带隙半导体的基板。因此，与使用以往的由Si半导体构成的开关单元的情况的相比，因为开关动作快，导通电阻低，所以能够减低开关损耗，具有即便在高温下也能够进行安定的开关动作的优点。除此之外，由于半导体元件1000具有MISFET构造，因此开关速度快。接下来，使图3所示的半导体元件1000中流过的电流方向对应于图1所示的电流 IHU ILU IDl流向进行说明。如图3中实线所示的方向那样，在沟道区域中正向流过的电流相当于沿着图1中 IHl所示的路径流过的电流。该电流IHl相当于高侧开关单元Hl作为主开关单元发挥作用的情况。如图3中与实线所示的方向相反的方向那样，在沟道区域中反向流过的电流相当于沿着图1中ILl所示的路径流过的电流。该电流ILl相当于低侧开关单元Ll作为整流用开关单元发挥作用的情况。如图3中虚线所示那样反向流过的电流相当于沿着图1中 IDl所示的路径流过的电流。该电流IDl相当于低侧开关单元Ll作为整流用开关单元发挥作用的情况。(开关动作)图4表示本实施方式的变换器101动作时的时序图，仅提取并示出了构成图1中的W相臂10 的开关单元H1、L1的动作。参照图4(a) (i)说明本实施方式的变换器进行的动作。图4(a)表示W相臂10 的输出电流波形，图4(b)表示由(a)中的虚线包围的部分的放大图。在由该虚线包围的部分中，高侧开关单元Hl作为主开关单元发挥功能，低侧开关单元Ll作为整流用开关单元发挥功能。此外，在图4(a)的圆圈包围的部分中，在流过有限的电流或电压的状态下进行开关动作，而不是零电流或零电压的状态下进行。[0062]图4 (c)表示从控制器105输出的PWM信号Pw的电压波形。图4(d)表示从栅极驱动电路GDl输出的栅极驱动信号SgHl的电压波形，图4(e) 表示栅极驱动信号SgLl的电压波形。图4(f)表示在高侧开关单元Hl的沟道区域中流过的电流IHl (图1)的波形，图 4(g)表示在低侧开关单元Ll整体中流过的电流的波形。图4(h)表示在低侧开关单元Ll 中流过的电流之中、沟道区域中流过的电流ILl (图3中的实线路径)的波形，图4(i)表示在回流二极管DL1(SBD120)中流过的电流IDl (图3中的虚线路径)的波形。也就是说，图 4(h)与图4(i)的波形之和相当于图4(g)所示的波形。在图4(f)中以向上方的迁移表示正向电流，在图4(g)、(h)、⑴中以向下方的迁移表示正向电流。本实施方式中的开关动作的特征在于，在图4(d)、(e)所示的栅极驱动信号中未设置空载时间。因此，如上述那样，因为在图4(d)、(e)所示的栅极驱动信号中不需要设置空载时间，所以能够不必对PWM信号Pw进行延迟动作等而直接用作栅极驱动信号SgHl、SgLl。因不需要在栅极驱动信号中设置空载时间，由此能够从栅极驱动电路GDl中去除用于将控制器105所输出的PWM信号Pw变换为设置了空载时间的栅极驱动信号SgHl、SgLl的结构，如图2中示出该电路结构那样，能够简化栅极驱动电路的结构。此外，现有技术中W相臂10 需要具备控制高侧开关单元的栅极驱动电路、控制低侧开关单元的栅极驱动电路的2个栅极驱动电路。但是，根据本实施方式的结构，针对W相臂10 只要配备1个栅极驱动电路， 就能够进行针对开关单元的控制，其结果实现变换器组装体积的缩小。此外，在图4(d)、(e)所示的栅极驱动信号中没有设置空载时间的结果，在开关单元HI、Ll双方都不存在处于截止的期间的情况下，如图4(i)所示，在回流二极管DLl没有电流流过。栅极驱动信号中设置的空载时间本来是为了防止因串联连接的高侧开关单元Hl 与低侧开关单元Ll同时处于导通状态由此流过短路电流，而设置在栅极驱动信号中。但是，本申请的实用新型发明者经过认真研究发现，只要双方的开关单元处于导通状态期间是在规定期间内，则在两开关单元之间就不会流过短路电流。上述发现表示即便存在双方的开关单元处于导通的期间，只要该期间是10 100 [ns]左右，也不会流过短路电流，能够进行安全动作。图5表示存在本实施方式的开关单元H1、L1双方处于截止的期间的情况下的时序图。在本实施方式中，如图3所示那样SBD用作回流二极管。由于SBD是单极型二极管，因此不同于MISFET自身具有的体二极管这种的双极型二极管，没有少数载流子流入。 因此，如图5(j)中的时刻(1)所示，几乎不存在流过因少数载流子积蓄效应引起的恢复电流的期间。因此，能够防止由于流过恢复电流的期间超过上述的IOns IOOns的期间而流过短路电流的情况。再有，因为几乎没有恢复电流流过，从而以此为原因的开关损耗被降低，所以能够提高开关频率。其结果，由于能够减小作为被动部件的电容器的电容値和作为被动部件的电抗器的电感值，因此能够实现电容器及电抗器的小型化，并且有助于成本的降低。此外， 若噪声降低，则能够削减噪声滤波器等的减噪部件，可降低成本。[0073]此外，在本实施方式中，由于在MISFET具有的体二极管中没有电流流过，因此不会招致MISFET的结晶劣化、或者因二极管的启动电压较高引起损耗变大等的问题。在本说明书中，所谓栅极驱动电路“使开关动作的定时一致”是指栅极驱动电路在作为针对各开关单元的指令进行输出的信号波形上，第1开关单元进行开关动作的定时与第2开关单元进行开关动作的定时一致。但是，即便在针对上述开关单元的指令的信号波形上第1及第2开关单元进行开关动作的定时一致，实际上也存在第1及第2开关单元所进行的开关动作的定时不一致的情况。这是由于在从栅极驱动电路至各开关单元的上述指令传输的延迟中存在偏差、或各开关单元自身的阈值存在偏差等各种原因而产生的。在此， 不仅包括实际上第1开关单元与第2开关单元进行的开关动作的定时相一致的情况，还包括实际上第1开关单元与第2开关单元进行的开关动作的定时出现偏离，但这种偏离双方的开关单元处于导通的期间包含在上述“规定期间”内的情况。再有，即便构成为在栅极驱动信号中不设置空载时间，但在实际的开关单元的驱动中，由于上述原因也会存在第1及第2开关单元的両方都处于截止的期间的情况。假设在使用双极型二极管时，在双方的开关单元处于截止的期间出现的情况下，会流过所谓的因少数载流子蓄积效应引起的恢复电流。在流过该恢复电流的期间中，双方的开关单元导通的、也就是流过恢复电流的期间相当于双方的开关单元处于导通的期间。因此，在流过恢复电流的期间超过上述“规定期间”的情况下，意味着双方的开关单元导通的期间超过“规定期间”，在开关单元之间会流过短路电流。然而，在本实用新型中，由于将二极管区域设定为单极型，因此即便出现双方的开关单元处于截止的期间，流过因少数载流子蓄积效应引起的恢复电流的期间也几乎不存在。因此，能够防止因流过恢复电流的期间超过“规定期间”而流过短路电流的情况。如以上所说明，能够提供一种防止在主开关单元与整流用开关单元之间流过短路电流、同时能够简化栅极驱动电路的结构的变换器。第2实施方式以下，对于第2实施方式主要说明与第1实施方式不同的部分。此外，由于本实施方式中的时序图与图4相同，因此省略说明。(整体结构)图6表示具备第2实施方式所涉及的变换器的负载驱动系统200的整体结构图。 与第1实施方式所涉及的负载驱动系统100的不同点是变换器201的结构，特别是开关单元H2、L2的结构。此外，对于与负载驱动系统100相同的结构附于与图1相同的符号，并省略其说明。变换器201与第1实施方式中的变换器101同样，由U相臂204u、V相臂204v、W 相臂20 构成，W相臂20 是高侧开关单元H2和低侧开关单元L2串联连接而成。栅极驱动电路GD2基于从控制器105输出的PWM信号Pw，生成针对高侧开关单元H2、L2的栅极驱动信号SgHl、SgLl。尽管在开关单元H2、L2中分别连接回流二极管DH2、DL2，但本实施方式所涉及的开关单元H2、L2的结构与第1实施方式所涉及的开关单元HI、Ll的结构不同。 以下，参照图7、图8对其不同点进行说明。(开关单元的结构)图7是示意地表示具备本实施方式的变换器201的开关单元H2、L2的结构的剖面
1图。另一方面，图8是用于说明开关单元H2、L2的动作的示意剖面图，是仅从图7所示的构成中取出用于说明动作所需要的部分的剖面图。构成开关单元H2、L2的半导体元件2000 与第1的实施方式同样，由具有金属-绝缘体-半导体電界效果晶体管(MISFET)构造的宽带隙半导体构成。如图7、8所示，半导体元件2000具有在η+基板210的表面侧层叠了 n_漂移层211 的构造。η.基板210采用以SiC等为代表的宽带隙半导体基板。在η_漂移层211内形成ρ型主体区域217，在ρ型主体区域217的区域内形成η+ 源极区域215。在ρ型主体区域217的区域内还形成ρ型接触区域218。在η+源极区域215 及P型接触区域218上，形成源极电极213。源极电极213与η+源极区域215及ρ型接触区域218的双方电连接。此外，将η—漂移层211的表面侧部分之中的由ρ型主体区域217 夹着的区域作为JFET区域221。在η_漂移层211上，形成通过外延生长所形成的η型SiC半导体层即作为碳化硅半导体层的沟道层222。沟道层222形成得与ρ型主体区域217及η+源极区域215的至少一部分相接。在沟道层222上，隔着栅极绝缘膜216形成栅极电极212。在多个栅极电极 212之间形成层间绝缘膜227，在其上方层叠源极布线226。另一方面，在η+基板210的背面侧形成漏极电极214，在漏极电极214的背面侧形成模具粘结用的背面电极228(图7)。如图8所示，在半导体元件2000中，由η+基板210、η_漂移层211、ρ型主体区域 217、η+源极区域215、ρ型接触区域218、源极电极213、沟道层222、栅极绝缘膜216、栅极电极212、漏极电极214形成金属-绝缘体-半导体场效应晶体管(MISFET)构造，将具有该 MISFET构造的区域称为MISFET区域242。在图8中，位于沟道层222中的ρ型主体区域217上方的区域223，是作为在 MISFET导通的情况下源极电极213与漏极电极214之间导通时的沟道发挥功能的区域。以下，将该区域223称为沟道区域223。此外，沟道区域223的长度由图面上的与ρ型主体区域217中的沟道层222相接的界面的水平方向尺寸来规定。 在第1的实施方式中，与MISFET区域142独立地形成二极管区域143，将该二极管区域143作为回流二极管发挥功能。另一方面，在本实施方式中，在半导体元件2000内并不形成独立的二极管区域，而是MISFET区域242兼用作二极管区域。在本实施方式的半导体元件2000中，开关单元作为二极管发挥功能时的反向电流在沟道区域中流过。也就是说，流过该沟道二极管的电流的路径与流过寄生的体二极管时的路径完全不同。根据该结构，能够将沟道二极管的启动电压设定得低于体二极管的启动电压，可降低导通损耗。此外，与第1实施方式中的半导体元件1000不同，由于MISFET区域兼用于作为二极管区域的功能，因此不需要在MISFET区域以外另行形成二极管区域。因此，能够进一步实现开关单元的小型化。再有，由于在本实施方式中作为回流二极管发挥功能时的反向电流通过沟道区域，因此反向电流流过的路径长度比第1实施方式短。因此，本实施方式可进一步加快回流二极管的启动速度，相对于栅极驱动信号开关单元实际的动作延迟减少。由于上述的沟道二极管是与第1实施方式中的SBD相同的单极动作，因此较之双极型的二极管正向电压降较低。因此，较之使用双极型二极管的情况，能够提高功率变换效率，并且能够期待回流二极管的发热抑制效果。除此以外，在半导体元件2000中，因为经由沟道外延层流过反向电流，所以能够避免因PN结中流过电流引起的结晶缺陷增加的问题。第3实施方式采用在栅极驱动信号不设置空载时间的构成的结果，如已叙述那样能够简化栅极驱动电路的结构。在本实施方式中具体例示了简化结构之后的栅极驱动电路。图9表示本实施方式所涉及的栅极驱动电路的电路结构图。此外，在图9中的结构中附于基于图1中图示的符号。虽然以下仅对高侧进行说明，但在低侧也能够同样说明。图9 (a)所示的栅极驱动电路OTl具备脉冲变压器M0、脉冲电流发生器Ml。脉冲变压器MO由被施加从脉冲电流发生器241输出的脉冲电流的初级线圈LPl、 将栅极驱动信号SgHl施加于高侧开关单元Hl的栅极电极的第1次级线圈LH1、将栅极驱动信号SgLl施加于低侧开关单元Ll的栅极电极的第2次级线圈LLl组成。从脉冲电流发生器Ml向脉冲变压器MO的初级线圈LPl中流过脉冲电流，由此经由二次线圈LH1、LL1向高侧、低侧的开关单元供给栅极驱动信号SgHl、SgLl。此外，通过使第2次级线圈LLl的卷绕方向与第1次级线圈LHl的卷绕方向相反，能够生成相对于栅极驱动信号SgHl波形翻转的栅极驱动信号SgLl。图9(b)表示简化了结构同时在开关单元之间难以流过短路电流的结构下的栅极驱动电路。如图9(b)所示，在来自直流电源DC的电力向各开关单元的栅极电容进行充电的路径上，包含电阻R3。另一方面，在从各开关单元的栅极电容进行放电的路径上，不包含电阻。通过采用这种电路结构，能够使从截止向导通的转移时间比从导通向截止的转移时间长，其结果能够防止在开关单元之间流过短路电流。上述实施方式及变形例只不过是合适的例子，但并不限定于此。此外，也可以对这些实施方式及变形例所列举的结构进行适当组合。
权利要求1.一种变换器，其具备将串联连接了第1开关元件及第2开关元件的臂并联连接N个的电路，其中N为2以上的整数；和N个栅极驱动电路，针对每个所述臂进行设置，进行各臂内的第1开关元件及第2开关元件的导通截止控制，其中，所述第1开关元件及所述第2开关元件是金属-绝缘体-半导体场效应晶体管，所述N个栅极驱动电路的各个电路，能与外部的控制器连接，与各栅极驱动电路所对应的臂内的所述第1开关元件的栅极以及第2开关元件的栅极连接，基于来自所述外部的控制器的一个指令信号，生成针对所述第1开关元件的栅极的第1栅极驱动信号以及针对所述第2开关元件的第2栅极驱动信号，向所述第1开关元件的栅极输出所述第1栅极驱动信号，并与所述第1栅极驱动信号同步地向所述第2开关元件输出所述第2栅极驱动信号，所述栅极驱动电路是生成相对于所述第1栅极驱动信号波形翻转的所述第2栅极驱动信号的电路，所述第1开关元件及所述第2开关元件具备单极型二极管区域。
2.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述第1开关元件和所述第2开关元件各自具备漏极电极；第丨导电型半导体基板，其配置在所述漏极电极上；第1导电型漂移层，其配置在所述半导体基板上；第2导电型主体区域，与所述漂移层的表面相接设置在所述漂移层内；第1导电型源极区域，设置在所述主体区域内；栅极绝缘膜，与所述主体区域及所述源极区域的一部分相接并形成在所述漂移层的表栅极电极，其配置在所述栅极绝缘膜上；源极电极，与所述主体区域及所述源极区域的另外的一部分相接并形成在所述漂移层的表面；和肖特基电极，其设置在所述漂移层的表面、设置了所述主体区域的区域以外。
3.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述第1开关元件和所述第2开关元件各自具备漏极电极；第丨导电型半导体基板，其配置在所述漏极电极上；第1导电型漂移层，其配置在所述半导体基板上；第2导电型主体区域，与所述漂移层的表面相接设置在所述漂移层内；第1导电型源极区域，其设置在所述主体区域内；第2导电型接触区域，与所述漂移层的表面相接且与所述源极区域相邻地设置在所述主体区域内；第1导电型沟道层，与所述主体区域及所述源极区域的一部份相接形成在所述漂移层的表面；栅极绝缘膜，其配置在所述沟道层上；栅极电极，其配置在所述栅极绝缘膜上；和源极电极，与所述主体区域及所述源极区域的另外的一部分和所述接触区域相接形成在所述漂移层的表面。
4.根据权利要求3所述的变换器，其中，所述沟道层是碳化硅半导体层。
5.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述第1导电型为η型，所述第2导电型为ρ型。
6.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述第1开关元件和所述第2开关元件分别由宽带隙半导体构成。
7.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述栅极驱动电路由脉冲变压器构成，所述脉冲变压器具备初级线圈，被施加所述输入信号；第1次级线圈，将所述第1栅极驱动信号施加于所述第1开关单元；和第2次级线圈，将所述第2栅极驱动信号施加于所述第2开关单元。
专利摘要本实用新型所涉及的变换器其具备将串联连接了第1开关元件及第2开关元件的臂并联连接N个的电路，其中N为2以上的整数；和N个栅极驱动电路，进行各臂内的第1开关元件及第2开关元件的导通截止控制。N个栅极驱动电路的各个电路，能与外部的控制器连接，基于来自外部的控制器的一个指令信号，生成针对第1开关元件的栅极的第1栅极驱动信号以及针对第2开关元件信号的第2栅极驱动信号，向第1开关元件的栅极输出第1栅极驱动信号，并与第1栅极驱动信号同步地向第2开关元件输出第2栅极驱动信号，栅极驱动电路是生成相对于第1驱动信号波形翻转的第2驱动信号的电路，第1开关元件及第2开关元件具备单极型二极管区域。
文档编号H01L27/04GK202334359SQ20112042159
公开日2012年7月11日 申请日期2011年10月28日 优先权日2010年10月29日
发明者北畠真, 风间俊 申请人:松下电器产业株式会社