人工磁导体、天线反射器和计算电介质媒介物厚度的方法与流程

本发明涉及反射特定频率的电磁波的人工磁导体、使用该人工磁导体的天线反射器、以及计算人工磁导体的电介质媒介物的厚度的方法。

背景技术：

在现有技术中，在需要方向性的情况下不考虑使用用于宽带宽的天线。然而，近来，需要具有方向性的宽带天线的情况增加了。为了让宽带天线具有合适的方向性，通常使用反射电磁波的反射板。反射板设置在通常与天线分离λ/4(λ是使用的电磁波的波长)的位置(例如，参照专利文献1)。也就是说，当天线元件与接地元件(接地板)结合在一起以操作时，例如在诸如发射效率或增益之类的天线特性增大的情况下，天线元件与接地板之间的间隙的设置非常重要。

具体地说，如果假设接地元件的材料是完全电导体，则用于获得最佳天线特性的条件是天线元件与接地元件之间的间隙具有所用波的四分之一波长的长度。为了满足该条件，天线具有最小化其尺寸的限制。

因此，提出了采用被称作电磁带隙(EBG)结构的人工磁导体的结构的小型天线。也就是说，EBG结构是其中比天线的发射波长更短的方形单位单元图案按照矩阵排列的结构。由金属形成的单位单元图案形成在构成人工磁导体的电介质衬底的表面上，接地金属板形成在电介质衬底的背面上，因此形成了接近完全磁体并具有高表面阻抗的人工磁导体(例如，参照专利文献2)。

如上所述，公开了一种设计人工磁导体的方法，该人工磁导体通过将该人工磁导体主要用于反射板来反射预定频率(例如，参照非专利文献1和非专利文献2)。

非专利文献1公开了一种在人工磁导体中合适地设计频率选择表面(FSS)与接地板之间的距离的方法，其中在FSS与接地板之间存在空气(εr＝1)。

非专利文献2描述了根据使用电介质层的FSS的人工磁导体的设计。

引文列表

专利文献

专利文献1：JP-A-2009-100158

专利文献2：JP-A-2011-055036

非专利文献

非专利文献1：Yuki KAWAKAMI,Toshikazu HORI,Mitoshi FUJIMOTO,Ryo YAMAGUCHI,Keizo CHO:Low-Profile Design of Metasurface Considering FSS Filtering Characteristics,IEICE TRANS.COMMUN.,VOL.E95-B,NO.2FEBRUARY,2012

非专利文献2：Yasutaka MURAKAMI,Toshikazu HORI,Yuki KAWAKAMI,Mitoshi FUJIMOTO,Ryo YAMAGUCHI,Keizo CHO:Bandwidth Characteristics of Artificial magnet conductor Which Use Dielectric Layer,IEICE,A·P2010-91,Nov.2010

技术实现要素：

技术问题

然而，非专利文献1和非专利文献2中均具有这样的问题：虽然通过利用物理模型利用人工磁导体实际设计反射板，设计的反射板的频率特性仍与实际生产的反射板的频率特性不一致，因此，反射频率特性的精度降低。专利文献1也具有设计的反射板的频率特性与实际生产的反射板的频率特性不一致的问题，并且非专利文献1和非专利文献2具有相同的问题。

鉴于该情况提出本发明，并且本发明提供了与现有技术相比频率特性更接近于设计值的频率特性且具有高精度的人工磁导体、使用该人工磁导体的天线反射器、以及计算人工磁导体的电介质媒介物的厚度的方法。

技术方案

为了解决上述问题，根据本发明的一方面的人工磁导体包括：电介质媒介物；基本单元，各个基本单元形成在电介质媒介物的正面一侧上，并且包括导电块图案和与导电块图案形成预定间隙的导电环图案；频率选择表面，在该频率选择表面上，基本单元在电介质媒介物的正面上周期性地排列；以及导电层，其形成在电介质媒介物的背面一侧上，并且将相对于电介质媒介物的从入射波至反射波的相变设为间隙中的第一相变加至电介质媒介物的基本单元与导电层之间的第二相变的相加值，并且基于该相加值设置电介质媒介物的厚度。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，电介质媒介物可为电介质衬底。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，通过利用相加值的预定表达设置电介质媒介物的厚度。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，相加值可以是作为相位旋转量的第二相变被加至由通过间隙形成的电容导致的第一相变的相加相变量。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，预定表达可以是这样的表达：从基于频率选择表面的S参数获得并且电介质媒介物所需的相变量中减去第一相变、计算作为相减的结果获得的第二相变以及根据第二相变计算电介质媒介物的厚度。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，可以形成频率选择表面，以使得在预定频带宽度，导电块图案和导电环图案之一具有感抗而另一个具有容抗。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，可以设置电介质媒介物的厚度，以使得：人工磁导体具有对应于多个频率的频率特性，获得所述多个频率中的每一个中电介质厚度和相位的变化曲线，并且相位在所述多个频率的全部的±45％以内。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，通过预定表达确定的电介质媒介物的厚度可以大于计算厚度时间隙的距离。

在根据本发明的一方面的人工磁导体中，导电块图案可以按照多边形形成，并且可以通过在与将顶点连接至多边形的中心的线垂直的方向上切割多边形的顶点部分的区域使顶点的数量进一步增加，来调整频率选择表面的频率特性。

在根据本发明的一方面的天线反射器中，人工磁导体被用作反射板。

在根据本发明的一方面的天线反射器中，人工磁导体可以设为可拆卸的。

本发明的一方面提供了一种计算人工磁导体的电介质媒介物的厚度的方法，所述人工磁导体包括：电介质媒介物；基本单元，各个基本单元形成在电介质媒介物的正面一侧上，并且包括导电块图案和与导电块图案形成预定间隙的导电环图案；频率选择表面，在该频率选择表面上，基本单元在电介质媒介物的正面上周期性地排列；以及导电层，其形成在电介质媒介物的背面一侧上，所述方法包括以下步骤：将相对于电介质媒介物的从入射波至反射波的相变设置为间隙中的第一相变被加至电介质媒介物的基本单元与导电层之间的第二相变的相加值；以及基于相加值计算电介质媒介物的厚度。

有益效果

如上所述，根据本发明，将相对于电介质媒介物的从入射波至反射波的相变设置为间隙中的第一相变被加至电介质媒介物中的基本单元与接地板之间的第二相变的相加值，通过将该相加值代入预定表达来获得电介质媒介物的厚度，因此，与现有技术相比，可以获得电介质媒介物的对应于频率特性的精确厚度，并且可以构造频率特性更接近于设计值的频率特性的人工磁导体。

附图说明

图1示出了根据当前实施例的人工磁导体(超材料)的构造示例。

图2是示出使用根据当前实施例的人工磁导体的用于天线的反射板的构造示例的概念图。

图3是示出使用图1的人工磁导体10作为反射板的天线装置的另一构造示例的概念图。

图4是示出在人工磁导体10中入射电磁波的反射波与FSS 11的S参数之间的关系的概念图。

图5是示出当电磁波垂直于其上形成有人工磁导体10的FSS 11的表面入射时的反射波的路径的图。

图6是示出在其中入射电磁波的电场被称作E_in的状态下相对于FSS 11的表面的相位旋转量与反射相位之间的在复平面上表示的对应关系的图。

图7是示出入射在人工磁导体10上的电磁波的通过表达式(8)获得的频率与电介质衬底12的相变量φ_ε之间的对应关系的曲线图。

图8是示出根据当前实施例的通过修改的物理模型入射的电磁波的人工磁导体10中的反射波与FSS 11的S参数之间的关系的概念图。

图9是示出构成根据当前实施例的人工磁导体10的块101和环102的各种图案之间的间隙的图。

图10是示出由电容C_g导致的相变量φ_ε的概念图。

图11是示出电介质衬底12的厚度与通过表达式(19)获得的相位旋转量之间的关系的图。

图12是针对比较示出根据通过表达式(21)获得的计算结果和电磁场仿真的结果的频率与反射相位之间的各个对应关系的图。

图13是示出通过表达式(23)获得的所需电介质衬底12的厚度(所需衬底厚度)d与电磁波的频率之间的关系的曲线图。

图14是示出反射相位与通过表达式(23)获得的所需的电介质衬底12的厚度(所需衬底厚度)d之间的关系的曲线图。

图15是示出通过表达式(23)获得的电介质衬底12的厚度d与当获得厚度时块101的图案与环102的图案之间的间隙的距离之间的关系的图。

图16是示出构成FSS 11的基本单元100的块101和环102的图案形状的修改形式的概念图。

图17是针对比较示出具有图16中的(a)和(b)所示的基本单元100中的每一个的图案形状的过滤器的频率特性的图。

图18是示出当将按照2.45GHz生产的人工磁导体10用作反射板时的方向性的辐射图案图。

图19是示出在按照2.45GHz生产的人工磁导体10(AMC，完全磁导体)用作反射板的情况下以及在诸如铜的完全磁导体(PEC)用作反射板的情况下的天线的方向性的辐射图案图。

图20是示出获得根据本发明的人工磁导体的入射波与反射波之间的相变量的概念的示图。

具体实施方式

下文中，将参照附图描述本发明的实施例。

图1示出了根据当前实施例的人工磁导体(超材料)的构造示例。当前实施例的尺寸仅是示例，并且如将在下面描述的，其用于使得频率为2.4GHz带宽和5GHz带宽的电磁波穿过。当然，在其它频率穿过的情况下，各个单元的尺寸根据目标频率改变。图1指明了根据将在下面描述的实施例的图20(根据本发明的人工磁导体的基本构造的概念图)中的构造。

图1中的(a)示出了人工磁导体的平面图。如图1中的(a)所示，基本单元100由块101和形成为包围块101的环102构造。人工磁导体(超材料)10具有各边长度为19mm的基本单元100以一定间距(当前实施例中为1.0mm)按照矩阵周期性地排列于其上的表面。基本单元100可倾斜地排列。在当前实施例中，作为示例，人工磁导体10由3(行)×3(列)的九个基本单元100构成，并且具有各边长度为59mm的方形。人工磁导体10通过在基本单元100具有2×2或更大的阵列的数量的情况下设置的特性来工作。块101是由诸如金属的预定厚度的导体层形成的图案(块图案)，并且具有例如通过在与将各边长度为11mm的方形的顶点连接至中心的线垂直的线的方向上切割该方形的顶点形成的八边形。另外，块101在电介质衬底12(将在下面描述)的表面上按照矩阵排列，并且与彼此邻近的其它块101一起按照预定距离周期性地排列。环102形成为与块101在同一表面上包围块101的外周，并且具有由具有预定宽度的一层导体(与块101具有相同形状的导体层)形成的图案(环图案)。这里，环102具有各边长度为18mm的方形，并且在环的内周的边与块101的边之间存在预定距离(当前实施例中为1.0mm)的间隙。环102形成为包围块101，环的内周对应于块101的外周，并且环与块具有预定距离的间隙。

图1中的(b)是沿着图1中的(a)的线1B-1B截取的人工磁导体的剖视图。频率选择表面(FSS)11形成在电介质衬底12中的其上形成有接地板13的表面的背面上。另外，FSS 11是人工磁导体10的由块101和环102的对应的图案构成的表面层。电介质衬底12是具有相对介电常数ε_r和厚度t的介电物质的衬底。接地板13是由诸如金属的导体形成的接地板(接地表面)。通常，通过调整FSS 11的过滤器特性和电介质衬底12的厚度d中的每一个来生产用作具有预定频率的反射板的人工磁导体10。

图2是示出使用图1的人工磁导体10作为反射板的天线装置的构造示例的概念图。图2是从天线装置的一侧观看的示图。在支承体200中，突起形状的固定壁201垂直于支承体200的表面200A形成，以在与支承体200的表面200A相对的表面200B上彼此面对。狭缝202设置在固定壁201的彼此面对的表面上，狭缝202中凹槽的深度方向平行于表面200A。用作反射器(反射板)的人工磁导体10的端部插入狭缝202中，从而将人工磁导体10固定至支承体200。

另外，开口203形成在支承体200中心部分，并且天线衬底300布置在表面200A上以覆盖开口203。彼此面对的天线衬底300的表面与人工磁导体10的表面之间的距离设为例如5mm至15mm。依据天线装置的方向性设置彼此面对的天线衬底300的表面与人工磁导体10的表面之间的距离。这里，在天线衬底300和人工磁导体10中，电磁波从其发射的表面和发射电磁波的表面彼此平行地布置。另外，人工磁导体10的面对天线衬底300的表面是其上形成有FSS 11的表面。另外，从天线衬底300发射的电磁波被人工磁导体10反射并且在R方向上从天线装置发射。

图3是示出使用图1的人工磁导体10作为反射板的天线装置的另一构造示例的概念图。图3是从天线装置的一侧观看的示图。穿过支承体211的孔洞250形成在支承体211中。狭缝212设在孔洞250的内表面的彼此面对的侧壁上，狭缝212中凹槽的深度方向平行于表面211A。用作反射板的人工磁导体10的端部插入狭缝212中，从而将人工磁导体10固定至支承体211。另外，天线衬底310布置在表面211A上，以覆盖支承体211的孔洞250。彼此面对的天线衬底310的表面与人工磁导体10的表面之间的距离按照与图3中的相同方式设为例如5mm至15mm。依据天线装置的方向性设置彼此面对的天线衬底300的表面与人工磁导体10的表面之间的距离。另外，人工磁导体10的面对天线衬底310的表面是其上形成有FSS 11的表面。从天线衬底310发射的电磁波被人工磁导体10反射并且在R方向上从天线装置发射。

＜人工磁导体的设计＞

在当前实施例中，通过实际测量或仿真获得其上排列有基本单元100的FSS 11的过滤器特性，也就是说，下文中在人工磁导体10的设计过程中用于计算的S参数S₁₁(反射系数)、S₁₂(透射系数)、S₂₁(透射系数)和S₂₂(反射系数)中的每一个。这里，仿真是使用有限差分时域法(FDTD)或者有限元素法的电磁场·电磁场分析的仿真。先前已进行了描述，但是在当前实施例中，在特定频率显现完美磁导体(PMC)特性，设置接地板13与FSS 11之间的距离d，从而设计人工磁导体10。

在当前实施例中，下文中将描述在特定两个频率(例如，2.4GHz和5GHz)中的各个频率具有PMC特性的人工磁导体10的设计方法。

图4是示出人工磁导体10中的入射电磁波的反射波与FSS 11的S参数之间的关系的概念图。在图4中，FSS 11形成在电介质衬底12的正面上，并且接地板13形成在其背面上。其上形成有FSS 11的电介质衬底12的正面的电磁波的反射系数为S₁₁，并且从正面穿过电介质衬底12内部的电磁波的透射系数为S₂₁。另外，入射在电介质衬底12上、被接地板13反射并且穿过正面的电磁波的透射系数为S₁₂，并且从FSS 11与电介质衬底12之间的界面反射的电磁波的反射系数为S₂₂。在电介质衬底12中，基本模型(非专利文献2)描述了仅相位旋转量φ_ε发生相变(第二相变)，电场入射在接地板13上，并且其反射相位变为-π(rad)。

另外，在当前实施例中，逻辑简单的近似射线理论用作设计方法。通过利用近似射线理论，可通过将完全电磁场加至另一电磁波来直接计算电磁波的特性。在当前实施例中，相关近似射线理论的近似射线理论通过发明人设计的物理模型扩展，并且实现了将在下面描述的更精确地执行人工磁导体的设计的计算表达。

图5是示出当电磁波(平面波)垂直于其上形成有人工磁导体10的FSS 11的表面入射时的反射波的路径的图。在图5中，按照与图4中的相同方式，FSS 11形成在电介质衬底12的正面上，并且接地板13形成在其背面上。振幅是入射电磁波的振幅的|S₁₁|倍的反射波R₀被人工磁导体10的FSS 11反射。反射波R₀完全不从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射。也就是说，反射波R₀从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射零次。

另外，入射电磁波的|S₂₁|倍的透射波入射在电介质衬底12上。入射电磁波被电介质衬底12与接地板13之间的界面反射，并且再次入射在FSS 11与电介质衬底12之间的界面上。这里，如果电磁波穿过FSS 11与电介质衬底12之间的界面，则该电磁波变成反射波R₁。在反射波R₁中，入射电磁波的|S₂₁|·|S₁₂|倍的透射波发射至空气中。反射波R₁从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射一次。

同时，入射电磁波从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射，并且从FSS 11与电介质衬底12之间的界面反射。另外，电磁波再次从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射，并且入射在FSS11与电介质衬底12之间的界面上。这里，如果电磁波穿过FSS 11与电介质衬底12之间的界面，则电磁波变为反射波R₂₂。反射波R₂从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射两次。另外，如果入射在人工磁导体10上的电磁波从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射N次，则反射波变为反射波R_N。

在上述从电介质衬底12与接地板13之间的界面的反射次数为N＝0、1和2的情况下，反射波R₀的电场E₀、反射波R₁的电场E₁和反射波R₂的电场E₂分别由下面描述的表达式(1)、表达式(2)和表达式(3)表达。在当前实施例中，j是虚数单位。

[表达式1]

在表达式(1)中，相位φ₁₁表示当电磁波在FSS 11与电介质衬底12之间的界面处被反射至空气时的反射相位。S₁₁是反射系数。

[表达式2]

在表达式(2)中，相位φ₂₁表示在FSS 11与电介质衬底12之间的界面处当电磁波从FSS 11侧穿过电介质衬底12侧时的透射相位。另外，相位φ₁₂表示在FSS 11与电介质衬底12之间的界面处当电磁波从电介质衬底12侧穿过FSS 11侧时的透射相位。相位旋转量φ_ε是FSS 11与电介质衬底12之间的相位旋转量。S₂₁和S₁₂₂是透射系数。另外，相变量φ_ε是根据FSS 11与电介质衬底12之间的距离(也就是说，电介质衬底12的厚度d)产生的相位旋转量。

[表达式3]

在表达式(3)中，相位φ₂₂表示在FSS 11与电介质衬底12之间的界面处当电磁波反射至电介质衬底12侧时的反射相位。另外，相位φ₂₁表示在FSS 11与电介质衬底12之间的界面处当电磁波从FSS 11侧穿过电介质衬底12侧时的透射相位。相位φ₁₂表示在FSS 11与电介质衬底12之间的界面处当电磁波从电介质衬底12侧穿过FSS 11侧时的透射相位。相变量φ_ε是FSS 11与电介质衬底12之间的相位旋转量。S₂₁和S₁₂是透射系数。S₁₁和S₂₂是反射系数。

另外，在从电介质衬底12与接地板13之间的界面反射的次数为一次或更多次的情况下，从反射波R₀至反射波R_N的整个反射波的组合电场表示为由第一项E₁和几何比率r表达的等比级数。几何比率r由以下表达式(4)表示。

[表达式4]

通过使用上述表达式(4)的几何比率r，从反射波R₀至反射波R_N的整个反射波的组合电场E_total由以下表达式(5)表示。

[表达式5]

在表达式(5)中，N变为∞(无穷大)。因此，r^N变为零，并且表达式(5)可由以下表达式(6)表示。

[表达式6]

这里，电场E_total的倾斜角变为人工磁导体10的反射相位φ_FSS。

图6是示出在其中入射电磁波的电场被称作E_in的状态下，相对于FSS 11的正面，反射相位φ_FSS与相位旋转量φ_shift之间的在复平面上表示的对应关系的图。竖直轴线是虚数轴线(Im(E_total))，并且水平轴线是实数轴线(Rm(E_total))。

如果电磁场E_in在复平面上为1，则当电场E_total的倾斜角为0时，电磁场的倾斜角与相位旋转量φ_FSS一致。此时，相位旋转量φ_shift变为0，并且人工磁导体10表示出完全磁导体的特性。

另外，如上所述，相位旋转量φ_shift具有与反射相位φ_FSS的旋转方向对应的正值和负值，如图6所示。因此，当虚数部分I_m(E_total)＝0时，实数部分R_e(E_total)＞0，相位旋转量φ_shift变为0。另外，可以看出，当旋转数N足够大时，实数部分R_e(E_total)实质上具有正值，因此作为其中arg(E_total)＝0的条件，E_total＝0。

如果将表达式(1)、表达式(2)、表达式(3)和E_total＝0代入表达式(6)中，则获得以下表达式(7)。

[表达式7]

因此，入射在电介质衬底12上的相位旋转量φ_ε可由以下表达式(8)表示。

[表达式8]

就前述物理模型(也就是说，基本模型)而言，计算出的相位旋转量φ_ε对应于相位旋转量φ_shift。基于图4中的FSS 11的S参数(S11、S12、S21和S22)获得电介质衬底12所需的相变量φ_ε(也就是说，相位旋转量φ_shift)。

图7是示出入射在人工磁导体10上的电磁波的通过表达式(8)获得的频率与电介质衬底12的相变量φ_ε之间的对应关系的曲线图。在图7中，竖直轴线表示反射相变量(所需的相移，单位为deg.)，水平轴线表示入射电磁波的频率(频率，单位为GHz)。如图7的曲线图所示，在3GHz，正负相变量φ_ε全为“0”。

另外，电介质衬底12的相变量φ_ε可由以下表达式(9)表示。

[表达式9]

在表达式(9)中，f表示入射电磁波的频率，d表示电介质衬底12的厚度，ε_eff表示有效相对介电常数，并且c表示光速。

这里，有效相对介电常数ε_eff可由以下表达式(10)表示。在表达式(10)中，ε_r表示相对介电常数，W表示块101的图案的宽度，d表示电介质衬底12的厚度，并且t表示块101和环102中的每一个的厚度。

[表达式10]

另外，表达式(10)中的F(W/d)由以下表达式(11)表示。

[表达式11]

然而，确认上述通过表达式(6)、表达式(9)、表达式(10)和表达式(11)的计算获得的相变量φ_ε与利用有限元素法获得的电磁场仿真的结果不一致。因此，实际上，考虑到出现大于由表达式(9)表达的相变量的相变。因此，如下所述，对人工磁导体10中的电磁波的反射系统的物理模型进行研究。

这里，根据当前实施例的FSS 11的基本单元100由块101和环102中的每一个构成，如图1所示。基本单元100的块101形成在环102的内侧中，其面积为AP(＝116.5mm²)，并且其外周为L_p(＝40.5mm)。在基本单元100的环102中，面积为AL(＝165..125mm²)，并且外周为L_l(＝72mm)。这里，如果考虑波长短缩率η，则块101的结构的并联共振频率f_P由表达式(12)表示，并且环102的结构的并联共振频率f_L由表达式(13)表示。在表达式(12)和表达式(13)中，c是光速，并且c＝3×10⁸m/s。

[表达式12]

[表达式13]

表达式(12)和表达式(13)的波长短缩率η由以下表达式(14)获得。

[表达式14]

如果块101的图案的宽度w为18mm并且块101的图案的厚度t为0.035mm，则通过表达式(10)和表达式(11)获得的有效相对介电常数ε_eff为4.05。通过将有效相对介电常数ε_eff代入表达式(14)中来计算波长短缩率η。另外，通过将计算结果代入表达式(12)和表达式(13)中的每一个中获得并联共振频率f_P和并联共振频率f_L中的每一个。结果，根据表达式(12)获得3.68GHz的并联共振频率f_P，并且根据表达式(13)获得并联共振频率f_L。结果，根据表达式(12)获得2.07GHz的并联共振频率f_P。

这里，在入射电磁波的频率低于块101的并联共振频率f_P的情况下，块101具有容抗的特性。按照相同方式，在入射电磁波的频率低于环102的并联共振频率f_L的情况下，环102具有容抗的特性。另外，在入射电磁波的频率高于块101的并联共振频率f_P并且等于或低于并联共振频率f_P的两倍的情况下，块101变为感抗。按照相同方式，在入射电磁波的频率高于环102的并联共振频率f_L并且等于或低于并联共振频率f_L的两倍的情况下，环102变为感抗。

另外，在入射电磁波的频率等于或高于块101的并联共振频率f_P的两倍并且等于或低于并联共振频率f_P的三倍的情况下，块101变为容抗。按照相同方式，在入射电磁波的频率等于或高于环102的并联共振频率f_L的两倍并且等于或低于的并联共振频率f_L的三倍的情况下，环102变为容抗。

也就是说，在入射电磁波的频率被称作f时，在块101具有容抗的特性的情况下的关系可由以下表达式表示。

f＜f_P，2f_P＜f＜3f_P

按照相同方式，在入射电磁波的频率被称作f时，在环102具有容抗的特性的情况下的关系可由以下表达式表示。

f＜f_L，2f_L＜f＜3f_L

另外，在入射电磁波的频率被称作f时，在块101具有感抗的特性的情况下的关系可由以下表达式表示。

f_P＜f＜2f_P

按照相同方式，在入射电磁波的频率被称作f时，在环102具有感抗的特性的情况下的关系可由以下表达式表示。

f_L＜f＜2f_L

这里，在频率是2.4GHz至2.5GHz的情况下，并联共振频率f_P为2.07GHz，并且并联共振频率f_P为3.68GHz。因此，块101具有容抗的特性，并且环102具有感抗的的特性。

同时，在频率为5GHz至6GHz的情况下，并联共振频率f_P为2.07GHz，并且并联共振频率f_P为3.68GHz。因此，块101具有感抗的特性，并且环102具有容抗的特性。

另外，已知在通过具有有限阻抗的FSS 11和接地板13中的每一个和电介质衬底12构造的片形结构中，在具有有限阻抗的FSS 11上产生倏逝波(例如，参照Hiroyuki SHINODA:“Speed of Light Network Which is Formed on Surface of Material”,Measurement and Control,VOL.46,NO.2,2007)。

倏逝波在通过入射电磁波具有感抗的特性的块101和环102的任一个图案中产生，并且相对于具有容抗的特性的其它图案改变。

也就是说，通过感抗的图案产生的倏逝波经由块101与环102的图案之间的间隙从感抗的图案转移至容抗的图案。另外，倏逝波从容抗的图案入射在电介质衬底12上。结果，在基本模型中不作出改变，而是以块101与环102的图案之间的间隙中的相变为考虑在人工磁导体10的电磁波的反射系统的物理模型中进行改变。

图8是示出通过根据当前实施例的修改的物理模型入射的电磁波的人工磁导体10中的反射波与FSS 11的S参数之间的关系的概念图。在图8中，FSS 11形成在电介质衬底12的正面上，并且接地板13形成在其背面上。电介质衬底12的其上形成有FSS 11的正面的电磁波的反射系数为S₁₁，并且从其正面穿过电介质衬底12内部的电磁波的透射系数为S₂₁。另外，入射在电介质衬底12上、通过接地板13反射并且穿过正面的电磁波的透射系数为S₁₂，并且从FSS 11与电介质衬底12之间的界面反射的电磁波的反射系数为S₂₂。

另外，在感抗的图案中产生的倏逝波转移至容抗的图案，然后，倏逝波入射在电介质衬底12上。这里，图案之间(也就是说，块101与环102之间)的间隙的电容被称作C_g。另外，具有电容C_g的间隙中的相变被称作相变φ_g(第一相变)。据知，前述倏逝波的相变φ_g变为基本模型的误差。也就是说，据知，大于由表达式(9)表达的相变量的相变对应于相变φ_g。

图9是示出构成根据当前实施例的人工磁导体10的块101和环102的各个图案之间的间隙的图。在图9中，FSS 11形成在电介质衬底12的正面上，并且接地板13形成在其背面上。电介质衬底12的FSS 11中的块101的图案的宽度为W_P，并且环102的图案的宽度为W_L。另外，块101的图案与环102的图案之间的间隙的距离为g。通过将101的图案的宽度、环102的图案的宽度和间隙的距离g加在一起获得的相加距离为a。ε_r是电介质衬底的相对介电常数，并且ε₀是空气的相对介电常数。V是环102与块101之间的势差。

在块101的图案与环102的图案之间的间隙中产生的电容C_g可由如下所述的二维静电场分布表示。也就是说，在根据当前实施例修改的物理模型中，块101的图案与环102的图案之间(也就是说，间隙中)的电通量的分布ψ可由以下表达式(15)表示。

[表达式15]

在表达式(15)中，a是相加距离，g是块101与环102的各个图案之间的间隙的距离，并且V是环102与块101之间的势差。另外，ε_r是电介质衬底的相对介电常数，并且ε₀是空气的相对介电常数。

另外，在其中在环102的图案的一侧(长度W_P+2W_L+2g)上分布均匀电通量的情况下，基于C＝Q/V，块101的图案与环102的图案之间的间隙的电容C_g由以下表达式(16)表示。

[表达式16]

图10是示出由电容C_g导致的相变φ_g的概念图。当将间隙的电容看作双端网络时，根据反射相位(反射系数S₁₁)获得倏逝波(通过电容C_g产生的电磁波)的相变量。也就是说，通过arg(S₁₁)获得由间隙的电容C_g导致的相变φ_g。通过以下表达式(17)和表达式(18)中的每一个获得相变φ_g。这里，表达式(17)表示反射系数S₁₁。

[表达式17]

[表达式18]

在表达式(17)和表达式(18)中的每一个中，Z₀₀是特征阻抗，并且ω是传播的电磁波的角频率。C_g是块101与环102的图案之间的间隙的电容。在表达式(17)和表达式(18)中的每一个中，假设Z₀＝50Ω。

在考虑块101与环102的图案之间的间隙中的相变φ_g的情况下，通过以下表达式(19)获得相位旋转量φ_shift。

[表达式19]

在表达式(19)中，ε_eff表示有效相对介电常数，并且f表示电磁波的频率。C表示光速。Z₀是特性阻抗，并且ω是传播的电磁波的角频率。C_g是块101与环102的图案之间的间隙的电容。

图11是示出通过表达式(19)获得的电介质衬底12的厚度与相位旋转量之间的关系的图。在图11中，竖直轴线表示相位旋转量φ_shift，并且水平轴线表示电介质衬底12的厚度d。实线表示在电磁波的频率为f＝2.45GHz的情况下的关系，虚线表示在电磁波的频率为f＝5.44GHz的情况下的关系(变化曲线)。

另外，如果利用表达式(19)重写表达式(6)，则反射波的电场E_total由以下表达式(20)表示。

[表达式20]

在表达式(20)中，可通过利用以下表达式(21)执行计算获得整个人工磁导体10的反射相位φ_AMC。

[表达式21]

图12是针对比较示出根据通过表达式(21)获得的计算结果和电磁场仿真的结果的频率与反射相位之间的对应关系的图。在图12中，竖直轴线表示反射相位φ_AMC，水平轴线表示电磁波的频率。

从图12中可以看出，通过基本模型获得的结果与电磁场仿真(FEM仿真)的结果基本不一致。基本模型是其中不考虑由间隙的电容G_g导致的相变φ_g而是仅考虑由表达式(9)表示的电介质衬底12中的相变量φ_ε的模型。

然而，可以看出与基本模型相比，通过根据当前实施例的修改的模型的表达式(21)获得的结果与电场仿真的结果正好一致。

在上述表达式(21)中，可通过设置E_total＝0作为反射相位设为“0”的条件获得电介质衬底12的厚度d的设计表达。这里，如果通过表达式(8)计算的相变量φ_ε设为相位旋转量φ_shift，则获得以下表达式(22)。

[表达式22]

另外，通过将上述表达式(22)代入表达式(19)中获得用于获得电介质衬底12的厚度的以下表达式(23)。另外，在表达式(23)中，采用绝对值以使得所需的相位旋转量φ_shift一定具有负值，并且为其附加负号。

[表达式23]

在生产仅在单个频率下具有完全磁导体的特性的人工磁导体10的情况下，可通过利用表达式(23)计算电介质衬底12的与被反射的电磁波的频率相对应的厚度d。这里，利用表达式(23)，基于相加相变量确定电介质衬底12的厚度d，该相加相变量通过将由FSS 11(频率选择表面)导致的相变量φ_ε加至由通过形成在FSS 11上的块101的图案与环102的图案之间的间隙形成的电容导致的相变获得。也就是说，利用表达式(23)，基于FSS 11的S参数，通过从电介质衬底12所需的相位旋转量φ_shift中减去由C_g导致的相变φ_g，获得仅由电介质衬底的厚度确定的相变量φ_ε(厚度相变)，并且根据相变量φ_ε计算电介质衬底12的厚度d。

图13是示出通过表达式(23)获得的所需电介质衬底12的厚度(所需衬底厚度)d与电磁波的频率之间的关系的曲线图。在图13中，竖直轴线表示电介质衬底12的厚度，水平轴线表示电磁波的频率。这里，不能产生电介质衬底12的厚度d为负值的频率区中的电介质衬底12。就当前实施例而言，与人工磁导体10相关地进行在彼此不同的两个频带宽度中为了获得完全磁导体的特性而对电介质衬底12的厚度d的研究。

图14是示出通过表达式(23)获得的在固定频率的反射相位φ_shift(固定频率的反射相位)与所需的电介质衬底12的厚度(所需衬底厚度)d之间的关系的曲线图。在图15中，竖直轴线表示反射相位φ_shift，水平轴线表示电介质衬底12的厚度d。另外，实线表示在电磁波的频率为2.45GHz的情况下示出反射相位φ_shift与厚度d之间的对应性的变化曲线，虚线表示在电磁波的频率为5.44GHz的情况下示出反射相位φ_shift与厚度d之间的对应性的变化曲线。

在图13中，难以确定电介质衬底12的厚度d。因此，在图14中，电介质衬底12的厚度d改变，获得电介质衬底12的厚度d与反射相位φ_shift之间的对应性作为通过表达式(23)获得反射相位的结果。如从图14中可看出，如果电介质衬底12的厚度d在0.5mm至2.3mm的范围内，则在2.45GHz和5.44GHz中的每一个的频率，电磁波的反射相位φ_shift在±45°以内，因此，人工磁导体10的特性可接近完全磁导体的特性。

图15是示出通过表达式(23)获得的电介质衬底12的厚度d(衬底厚度)与当获得厚度d时块101的图案与环102的图案之间的间隙的距离(块与环之间的间隙)之间的关系的图。在图15中，竖直轴线表示电介质衬底12的厚度d，水平轴线表示块101的图案与环102的图案之间的间隙的距离。另外，实线是对应于2.45GHz的频率获得的曲线，而虚线是对应于5.44GHz的频率获得的曲线。

这里，如图14所示，如果电介质衬底12的厚度d在0.5mm至2.3mm的范围内，则在2.45GHz和5.44GHz中的每一个的频率的电磁波的反射相位φ_shift在±45°以内。可以看出，在其中电介质衬底12的厚度d在0.5mm至2.3mm的范围内，在2.45GHz和5.44GHz中的每一个的频率处电介质衬底12的厚度d大于当获得厚度时块101的图案与环102的图案之间的间隙的距离。也就是说，在图15的曲线图中，在2.45GHz和5.44GHz中的每一个的曲线上的坐标中，对应于0.5mm至2.3mm的范围内的任意厚度d的间隙的距离比电介质衬底12的厚度d更短。

因此，当通过表达式(23)计算电介质衬底12的厚度d时，在其中电介质衬底12的厚度d为0.5mm至2.3mm的范围内，在曲线上电介质衬底12的厚度d大于对应间隙的距离。另外，在电介质衬底12的厚度d与间隙的距离之间的关系中，2.45GHz和5.44GHz中的每一个的频率的电磁波的反射相位φ_shift在±45°以内，因此人工磁导体10的特性可接近完全磁导体的特性。

同时，在产生仅在单个频率具有完全磁导体的特性的人工磁导体10的情况下，设置其中反射相位φ_shift变为0°的厚度，因此，可获得完全磁导体。例如，在其中在入射电磁波的频率中的2.45GHz频率下人工磁导体变为完全磁导体的情况下，电介质衬底12的厚度d变为1.5mm，因此可生产在2.45GHz下其反射相位为0°的完全磁导体的人工磁导体10。另外，在其中在入射电磁波的频率中的5.44GHz频率下人工磁导体变为完全磁导体的情况下，电介质衬底12的厚度d变为2.3mm，因此可产生在5.44GHz其反射相位为0°的完全磁导体的人工磁导体10。

因此，例如，电介质衬底12的厚度d的设定值设为1.6mm，接近于在2.45GHz和5.44GHz中的每一个的频率处相位变为0°的电介质衬底12的平均值。因此，在当前实施例中，在用作用于天线的反射板的情况下，可简单地设置其中在两个频率处反射相位在±45°以内的电介质衬底的厚度d，并且可基于表达式(23)生产对于所述两个频率均满足的反射板。

如上所述，根据当前实施例，由于通过利用其中将入射电磁波作为倏逝波从电感性图案传播至电容性图案时发生的相变φ_g加至电介质衬底12的相位旋转量φ_ε的物理模型、并且通过利用对电介质衬底12的厚度进行计算的表达，来设置电介质衬底12的厚度d，因此，产生的人工磁导体10可具有更接近于设计值的特性，并且可提供高精度地应对特定频带宽度的人工磁导体10。

＜频率的精细调整＞

接着，将对在构成FSS 11的块101和环102的图案形状通过具有顶点的多边形(三角形或更多边形)构成的情况下通过改变图案形状调整频率特性进行描述。频率特性表示其中S参数的反射系数S₁₁具有最小值的频率。

在通过多边形构成的块101的图案形状中，通过利用与将多边形的顶点连接至中心的线垂直的线切割(斜切)顶点的区域进行频率特性的调整。

也就是说，块101的图案形状改变为具有许多顶点的多边形形状。在改变块101的图案的过程中，通过增加块101的图案的顶点进行减小FSS 11的过滤器特性的反射系数S11的频率的调整。此时，在包围块101的环102的内周的边与块101的外周的边之间的距离的间隙在任何位置都相同。因此，将环102斜切，以使得其内周的边对应于块101的外周的边。

图16是示出构成FSS 11的基本单元100的块101和环102的图案形状的修改形式的概念图。图16的数值表示尺寸(单位为mm)。图16中的(a)示出了通过方形图案形状的块101构成的基本单元100。通过切割图16中的(a)的块101的顶点的区域，图16中的(b)示出了通过八边形图案形状的块101构成的基本单元100。

在图16中的(a)中，块101的外周形成方形，因此，环102的内周形成与块101不同的方形。同时，在图16中的(b)中，块101的外周形成八边形，因此，环102的内周形成与块101不同的八边形。

图17是针对比较示出具有图16中的(a)和图16中的(b)中所示的基本单元100中的每一个的图案形状的过滤器的频率特性的图。在图17中，竖直轴线表示反射系数S₁₁的相位特性(S₁₁相位)，水平轴线表示入射电磁波的频率。频率特性通过其中基本单元100按照3×3矩阵排列的FSS 11形成。虚线示出了在图16中的(a)所示的具有矩形图案形状的块101的情况下的反射系数S₁₁与入射电磁波的频率之间的关系。同时，实线示出了在具有图16中的(a)所示的八边形图案形状的块101的情况下的反射系数S₁₁与入射电磁波的频率之间的关系。如从图17中可看出，通过执行斜切，反射系数S₁₁在更低频率下具有最小值。因此，块通过斜切被逐渐多边形化而接近环形，因此反射系数S₁₁的相位特性改变至低频率侧。因此，可精细地调整反射系数S₁₁的频率特性。

三角形、五边形、六边形、八边形、十边形等作为频繁和不同地使用的多边形。然而，据知，随着斜切的数量减少，块根据块的尺寸变成接近于环的形状，并且在具有特定数量顶点的多边形中，频率的降低饱和。

如上所述，根据当前实施例，在基本单元100中执行块101的斜切，并且执行环102的内周的形状的斜切，以对应于斜切后的块101的外周，因此反射系数S₁₁的相位特性可朝着低频侧校正(调整)，而不改变基本单元100的面积。

＜使用人工磁导体的天线反射器＞

如在图2中的描述，根据当前实施例的人工磁导体10在天线装置中反射从天线衬底300发射的电磁波，并且朝着定向天线装置的电磁波的发射方向发射电磁波。根据当前实施例的人工磁导体10被用作反射电磁波的反射板。

天线反射器主要由支承体200构成。人工磁导体10的反射板设为使得人工磁导体10的反射板可从支承体200拆卸。也就是说，在当前实施例中，人工磁导体10的彼此面对的侧部的端部插入狭缝202中，因此，将人工磁导体设为面对天线衬底300。

根据当前实施例，将人工磁导体10的彼此面对的侧部的端部插入和固定，因此，人工磁导体10被构造为可拆卸的，并且可根据天线是否具有方向性附着或拆卸。

另外，现有技术的人工磁导体不能获得比设计值更高精度的频率特性，因此，当能够附着或拆卸时频率特性由于布置的误差极大地偏离。

然而，根据当前实施例，将具有对应于设计值的高精度频率特性的人工磁导体10用作反射板，因此，尽管为可附着的或可拆卸的，也可获得比相关近似射线理论的人工磁导体更高精度的频率特性。

另外，根据当前实施例，人工磁导体用于反射板，因此，能够附着或拆卸反射板的天线反射器可被最小化，并且天线装置本身可被最小化。

图18是示出当根据2.45GHz生产的人工磁导体10被用作反射板时的方向性的辐射图案图。在图18中，通过极坐标表示方位角的天线图案，并且环的直径方向上的轴线表示天线增益(dBi)。图1中的人工磁导体10的反射表面垂直于z方向，因此，图18示出了YZ平面上的天线图案。

实线表示在将根据当前实施例的人工磁导体10用作反射板的情况(HP：水平极化，也就是说，水平极化的情况)下的发射图案。可以看出，主瓣的强度强于后瓣和旁瓣的强度，反射器有效地反射2.45GHz的电磁波，并且天线装置具有方向性。虚线表示在将根据当前实施例的人工磁导体10用作反射板的情况(VP：竖直极化，也就是说，竖直极化的情况)下的发射图案。与实线的情况相比，强度整体提高，但是可以看出主瓣的强度大于后瓣和旁瓣的强度，按照与实线的情况相同的方式，反射器有效地反射2.45GHz的电磁波，并且天线装置具有方向性。

同时，长短交替的虚线表示偏移反射板的情况(HP的情况)下的发射图案。可以看出主瓣、后瓣和旁瓣中的每一个具有相同强度，反射器在所有方向上反射2.45GHz的电磁波，并且天线装置不具有方向性。一长二短交替的虚线表示在偏移反射板的情况(VP的情况)下的发射图案。可以看出，按照与长短交替的虚线的方式相同的方式，主瓣、后瓣和旁瓣中的每一个具有相同强度，反射器在所有方向上反射2.45GHz的电磁波，并且天线装置不具有方向性。

图19是示出在根据2.45GHz生产的人工磁导体10(AMC，完全磁导体)被用作反射板的情况下以及在诸如铜的完全磁导体(PEC)被用作反射板的情况下的天线的方向性的辐射图案图。在图19中，按照与图18中的方式相同的方式，通过极坐标表示方位角的天线图案，并且在环的直径方向上的轴线表示天线增益(dBi)。图1中的人工磁导体10的反射平面垂直于z方向，因此，图19示出了YZ平面上的天线图案。

实线表示在将根据当前实施例的人工磁导体10用作反射板的情况(水平极化的情况)下的发射图案。虚线表示在将根据当前实施例的人工磁导体10用作反射板的情况(竖直极化的情况)下的发射图案。从实线和虚线可看出，主瓣的强度大于后瓣的强度，反射器有效地反射2.45GHz的电磁波，并且天线装置具有方向性。

同时，长短交替的虚线表示在将根据当前实施例的完全电导体用作反射器的情况(HP的情况)下的发射图案。一长二短交替的虚线表示在将完全电导体用作反射器的情况(VP的情况)下的发射图案。从长短交替的虚线和一长二短交替的虚线中可以看出，主瓣的强度大于后瓣的强度，但是主瓣与旁瓣之间的比率小于在将根据当前实施例的人工磁导体10用作反射板时的情况下的比率。

因此，与使用相关近似射线理论的完全电导体的情况相比，在使用根据当前实施例的人工磁导体10的情况下，可增大2.45GHz的电磁波的发射方向性。另外，在将现有技术的完全电导体用作反射板的情况下，天线衬底与反射板之间的分离距离需要为30mm或更大，并且在使用根据当前实施例的人工磁导体10的情况下，分离距离大约为15mm。因此，与现有技术相比可进一步最小化天线装置。

图20是示出获得根据本发明的人工磁导体的入射波与反射波之间的相变量的概念的示图。在图20中，图20中的(a)在平面图中示出了电介质衬底12的正面12S。另外，图20中的(b)是沿着图20中的(a)的人工磁导体中的线XXB-XXB截取的剖视图。如图20所示，其中基本单元100按照矩阵周期性地排列的FSS(频率选择表面)11形成在电介质衬底12的正面12S上。这里，基本单元100由作为块图案的块101和形成为与块101具有预定间隙(距离g)的作为环图案的环102构成。另外，作为形成为与平面图中排列有基本单元100的区域重叠的导电膜的接地板13(导电膜)形成在电介质衬底12的背面12R上。

在本发明中，当获得电介质衬底12的厚度d时，获得相对于电介质衬底12从入射波朝着反射波的相变作为通过将在距离g的间隙中的相变φ_g(第一相变)加至电介质衬底12中的基本单元100与接地板13(导电膜)之间的相变量φ_ε(第二相变)获得的相加值。另外，基于获得的相加值，通过预定表达式(例如，表达式(23))计算电介质衬底12的厚度d。

也就是说，图20中的(b)示出了相变φ_g(第一相变)与相变量φ_ε(第二相变)之间的对应关系。如前所述，来自人工磁导体10的反射波的相变(相加值)是通过将(由通过块101与环102之间的间隙(距离g)形成的电容C_g导致的)相变φ_g(第一相变)加至基于电介质衬底12的厚度d的相变量φ_ε(第二相变)获得的数值。随着通过感抗的图案产生的倏逝波通过电容C_g转移至电容性图案发生相变φ_g(第一相变)。

在图20中的(b)中，例如，在入射在人工磁导体10上的电磁波(入射波)为2.45GHz的情况下，环102具有感抗，并且块101具有容抗。因此，通过环102产生倏逝波并且其通过块101与环102之间的电容C_g转移至块101。

同时，在入射在人工磁导体10上的电磁波(入射波)为5.44GHz的情况下，块101具有感抗，并且环102具有容抗。因此，通过块101产生倏逝波，并且其通过块101与环102之间的电容C_g转移至环102。

即使在入射波是2.45GHz或5.44GHz的情况下，通过感抗的图案产生的倏逝波通过电容C_g转移至容抗，并且因此发生的相变φ_g(第一相变)彼此相同。

另外，在FSS(频率选择表面)11中，相变φ_g(第一相变)根据倏逝波在图案101与图案102之间转移的距离而发生。然后，倏逝波从图案101入射在电介质衬底12上，并且被电介质衬底12与接地板13(导电膜)之间的界面反射，并且发生根据电介质衬底12的厚度d的相位旋转量φ_ε(第二相变)。也就是说，相位旋转量φ_ε(第二相变)是在基本单元100与接地板13(导电膜)之间发生的相变。因此，从入射波朝着反射波的相变是通过将相变φ_g(第一相变)加至相位旋转量φ_ε(第二相变)获得的数值。因此，在本发明中，通过从作为相加值获得的相对于电介质衬底12的从入射波朝着反射波的相变中减去相变φ_g(第一相变)获得作为基于电介质衬底12的厚度d的相变量的相位旋转量φ_ε(第二相变)，并且通过预定表达式(例如，表达式(23))计算电介质衬底12的厚度d。

在图20的示例中，接地板13形成为导电膜，但是接地板13不限于导电膜。也就是说，接地板13可形成为导电层。

电介质衬底12可为构成导体的媒介物，并且可使用诸如ABS树脂、铝氧化物(通常称作氧化铝)或者陶瓷的导电媒介物。

可通过在计算机可读记录介质中记录用于执行设计根据本发明的人工磁导体的表达处理的程序、将在记录介质中记录的程序读到计算机系统中和执行该程序来执行设计人工磁导体的处理。这里，假设“计算机系统”包括诸如OS或外围装置的硬件。另外，假设“计算机系统”具有包括主页提供环境(或显示环境)的WWW系统。另外，“计算机可读记录介质”是一种例如便携式媒介物(诸如软盘、磁光盘、ROM或者CD-ROM)、硬盘(嵌入于计算机系统中)等的记录介质。此外，在通过诸如互联网的网络或者诸如电话线的通信线路或者嵌入作为客户机的计算机系统中的易失性存储器(RAM)发送程序的情况下，假设“计算机可读记录介质”包括诸如服务器的将程序保持预定时间的设备。

另外，程序可从包括存储有程序的存储装置等的计算机系统通过转移媒介物或者通过转移媒介物中的载波转移至另一计算机系统。这里，转移程序的“转移媒介物”指示诸如网络(诸如互联网)或通信线路(诸如电话线)的具有转移信息的功能的媒介物。另外，程序可为用于执行一部分前述功能的装置。此外，程序可为通过将所述功能与存储在计算机系统中的程序组合用于执行前述功能的装置，也就是说，勘误文件(勘误程序)。

本申请基于2014年6月4日提交的日本专利申请No.2014-115956；其内容以引用方式并入本文中。

参考标号列表

10：人工磁导体

11：FSS

12：电介质衬底

13：接地板

100：基本单元

101：块

102：环

200：支承体

200A、200B：表面

201：固定壁

202：狭缝

250：孔洞

300、310：天线衬底