基于宽带双极化天线阵列的相位干涉仪及其测向方法与流程

本发明涉及宽带双极化天线阵列传感器装置及其测向技术领域，具体的说是一种可用于雷达和通信等无线电系统中的基于宽带双极化天线阵列的相位干涉仪及其测向方法。

背景技术：
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在无线电导航、电子侦察、电子跟踪和电子对抗等电子系统中，一个很重要的任务是测定目标的方位。测向的方法和种类很多，按天线的方向图大体可分为两类。一种是利用简单振子或天线阵列的一定方向性来测向；另一类是利用系统功能来测向，而对天线方向图没有特殊要求。前者通过旋转天线可找出某一方位天线感应电压最小，这种方式的测向的优点是：天线结构简单，尺寸小。缺点是：工作带宽窄，测向精度低。后者的测向体制可分为比幅法、比相法、比幅比相法、时差法和多普勒频率法等。干涉仪测向属于比相法的一种。相位干涉仪具有测向精度高、设备实现简单、测向速度快、平台适应性和移植性强等优点，已成为当前无线电测向领域的主流体制。

相位干涉仪体制一般采用两组互相垂直的天线进行航向角和俯仰角的测向。两组天线的组成和测向机理完全一致，以一维单基线相位干涉仪为例来说明的原理。如图1所示，单基线相位干涉仪由两个信道组成，射频辐射源辐射的平面电磁波，由与天线视轴夹角为θ的方向传播而来，它到达两个天线的相位差φ为：

式中：λ为辐射源的工作波长；L为两个天线之间的距离。

如果两个信道完全平衡，那么具有相位差为φ的两路信号，在鉴相器(相关器)中可取出相位差信息，再经过角度变换，得到辐射源的方向角θ。测角误差主要来源于相位测量误差Δφ声，忽略其他因素，测角误差公式可简化写为：

相位干涉仪通常采用多个天线构成天线阵来实现。按照天线阵布置形式的不同，有一维线阵、二维线阵、圆阵等多种形式。由于鉴相设备通常以2π为模，只能测量2π范围内的相位值，当天线之间的相对相位超过2π后，将会导致多值模糊。解模糊技术一直为相位干涉仪测角系统的工程应用所广泛关注，传统的解模糊技术包括基于长短基线、高低频率、单脉冲测角、测距、旋转基线和调频等六种方法。对于一维线阵相位干涉仪，单基线结构存在无模糊测量范围和测向精度的矛盾，因而通常采用多个天线构成多基线的配置形式。在应用多基线相位干涉仪时，需要解决的主要问题包括天线选择与设计、天线阵设计、以及测向算法设计。其中，相位干涉仪天线阵的设计不仅与天线尺寸、安装条件限制、测向 性能指标等因素有关，还与选择的测向算法有关。多基线一维相位干涉仪有两种主要的解模糊方法：余数定理方法和逐次解模糊方法。基于余数定理的方法需要天线间距满足一定的参差关系，使得天线阵的设计受到限制；且由于需要进行多维整数搜索，随着基线长度的增加，导致搜索空间增大，计算量也会急剧增加。而逐次解模糊方法则通过长、短基线结合或构造虚拟基线的方式来解模糊，使得天线间距的设计较为灵活，且算法简单，容易实现。在根据逐次解模糊方法设计干涉仪天线阵时，一个重要问题是如何根据测向指标，如测向精度，相位误差等，确定天线数目，设计天线间距。现有的干涉仪设计方法没有公式给出天线阵参数与测向性能指标之间的解析关系，设计过程是采用“选择一验证”的迭代方式进行，而无法明确根据指标要求直接确定天线阵参数。

传统的相位干涉仪一般采用单极化天线形式，仅能感知和测量入射电磁波的单极化信息，并且目前的技术水平已经较为成熟，在目标检测、参数测量和跟踪等方面的而技术指标相对稳定；为了适应新一代电子侦察与测向系统的技术要求，具有更为强大的多参数参量功能的干涉仪系统已成为测向领域重要的发展趋势。

技术实现要素：
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本发明针对现有技术中存在的缺点和不足，提出了一种可用于雷达和通信等无线电系统中的基于宽带双极化天线阵列的相位干涉仪及其测向方法。

本发明可以通过以下措施达到；

一种基于宽带双极化天线阵列的相位干涉仪，其特征在于采用三单元超宽带双极化开放式加脊喇叭天线阵列，形成六端口网络，每个单元为双极化结构，提供两个极化端口，每个天线单元在主辐射方向上形成极化正交的电磁场，以感知和测量入射电磁波信号的两个正交极化分量，即包括三个双极化超宽带喇叭天线单元、金属安装底盘和宽带微波吸波材料，其中双极化超宽带喇叭天线采用金属结构，两个极化端口正交放置，采用同轴线底部馈电，缝隙为连续渐变结构；天线单元底部为波导腔体结构，以实现阻抗匹配功能，腔体周围四个金属臂引入渐变结构，以进一步实现阻抗匹配，降低电压驻波比；天线的四个脊采用倒角处理，以降低两个端口的电压驻波比。

本发明中三个双极化超宽带喇叭天线单元经金属安装底盘安装于金属工作平台上，整个金属平台上方除天线之外的区域设有宽带微波吸波材料。

一种基于宽带双极化天线阵列的相位干涉仪的侧向方法，其特征在于包括以下内容：以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场可表示为：

以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场可表示为：

假设入射信号为：

式中，|S_in|和分别为入射信号的幅度和相位，γ_in和η_in分别为如射信号的幅度和相位极化角，于是，六个天线端口的接收输出电压可表示为：

为了排除入射信号的幅度和相位对相位干涉仪测向和测极化参数的影响，采用单元之间的比较方法，即考察单元之间的幅度和相位极化差异，其中有6个天线端口，采用5个基线进行角度估计，这五个基线组合为：1_H至1_V、1_V至2_H、2_H至2_V、2_V至3_H和3_H至3_V，在信号对u_1H和u_1V比较中可得：

在信号对u_1V和u_2H比较中可得：

在信号对u_2V和u_2H比较中可得：

在信号对u_3H和u_2V比较中可得：

在信号对u_3V和u_3H比较中可得：

定义向量[ε]和[δ]分别为：

假设入射信号被阵列单元接收后，数字化后的信号电压经过处理后，得到向量[ε]和[δ]的估值分别为：

根据公式(27)和(29)，获得误差向量：

根据公式(28)和(30)，获得误差向量：

基于公式(30)和公式(34)，利用最小二乘法，可估计计算出入射信号的参数

综上所述，本发明提出了一种基于背腔式双极化天线阵列的相位干涉仪及其测向方法，该方法考虑了实际天线阵列的单元耦合、单元之间的辐射特性不一致以及金属安装平台对双极化天线辐射性能的影响，能够同时实现对辐射源信号的二维波达方向和极化参数的测量，本发明适用于星载、机载、弹载以其他相关的无线电测向系统，具有更为全面的参数测量功能和平台的适应性。

附图说明：

附图1是单基线相位干涉仪原理示意图。

附图2是本发明中双极化干涉仪的天线阵列结构图。

附图3是本发明中本天线阵列的结构示意图。

附图4(a)是本发明中背腔式双极化天线的整体结构示意图。

附图4(b)是本发明中背腔式双极化天线的整体结构示意图。

附图4(c)是本发明中背腔式双极化天线的整体结构示意图。

附图5(a)是本发明实施例中端口1的电压驻波比仿真结果。

附图5(b)是本发明实施例中端口2的电压驻波比仿真结果。

附图5(c)是本发明实施例中端口3的电压驻波比仿真结果。

附图5(d)是本发明实施例中端口4的电压驻波比仿真结果。

附图5(e)是本发明实施例中端口5的电压驻波比仿真结果。

附图5(f)是本发明实施例中端口6的电压驻波比仿真结果。

附图6(a)是本发明实施例中端口1和端口2之间的隔离度仿真结果。

附图6(b)是本发明实施例中端口3和端口4之间的隔离度仿真结果。

附图6(c)是本发明实施例中端口5和端口6之间的隔离度仿真结果。

附图7是本发明实施例中频率为3GHz时的双极化天线阵列辐射特性仿真结果。

附图8是本发明实施例中频率为4GHz时的双极化天线阵列辐射特性仿真结果。

附图9是本发明实施例中频率为3GHz时的幅度偏差和相位偏差的仿真结果。

附图10是本发明实施例中频率为4GHz时的幅度偏差和相位偏差的仿真结果。

附图标记：1为矩形金属背腔，2为金属腔的四周金属壁；3为金属腔的变换段；4为金属波导腔体；5为金属脊；6为金属脊的倒角；7为辐射缝隙。8为极化端口一的同轴线；9为极化端口二的同轴线。

具体实施方式：

本发明设计的双极化超宽带相位干涉仪天线阵列由三部分组成，即三个双极化超宽带喇叭天线单元、金属安装底盘和宽带微波吸波材料。双极化超宽带喇叭天线全部采用金属结构，结构简单可靠，机械强度高；两个极化端口正交放置，结构对称，采用同轴线底部馈电，便于组成直线阵列或平面阵列，适合于飞行器或者其他移动载体上应用；缝隙为连续渐变结构，天线的电性能随着频率变化是较为平稳的，呈现出宽带性能；天线单元底部为波导腔体结构，实现阻抗匹配功能，腔体周围四个金属臂引入渐变结构，以进一步实现阻抗匹配，降低电压驻波 比；天线的四个脊采用倒角处理，有效降低了两个端口的电压驻波比，隔离特性也较好地得以保证，脊的参数由三维电磁仿真软件优化设计获得，其曲线满足指数变化规律。在组阵条件下，为了减小单元之间的互相耦合以及金属底板对天线辐射性能的影响，本发明在双极化加脊喇叭天线的基础上，引入金属背腔结构，该结构使得原来的双极化天线的辐射场得以约束，辐射方向图变窄，增益标高，辐射方向图的后瓣电平降低，有利于后续的测向算法的实现；加载的腔体的尺寸由电磁仿真方法获得。本发明设计的背腔式双极化天线单元的三维电磁结构示模型如图4所示。图4(a)为带有矩形金属背腔的双极化天线整体模型，图4(b)为两个不同视角的观测视图，图中给出了该天线的组成部分的描述。

在实际工作中，双极化天线阵列常常安装于金属工作平台上，金属平面对天线的辐射性能产生一定的影响。为了减小金属平台对双极化天线阵列辐射方向图的影响以及降低双极化天线单元之间的互相耦合效应，本发明在整个金属平台上方的天线之外的区域加载宽带微波吸波材料，如图3所示。由于微波吸波材料的引入，双极化天线阵列的效率有所降低，增益略微下降，但是方向图的形状更为规则，起伏性变小，更有利于后续的干涉仪测算法的实现。本发明中整个天线阵列包含三个天线单元，每个单元为正交双极化布局，形成六个输出端口，这样能够充分利用天线安装平台空间，可以实现二维空间的辐射源波达方向的估计，进一步还可以进行辐射源两个极化参数的估计，有效实现对辐射源全参数的测量。同时，由于端口数目较多，增加了信息的冗余度，可以有效提高测角的可靠性。

以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场可表示为：

以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场可表示为：

假设入射信号为：

式中，|S_in|和分别为入射信号的幅度和相位，γ_in和η_in分别为如射信号的幅度和相位极化角。于是，六个天线端口的接收输出电压可表示为：

为了排除入射信号的幅度和相位对相位干涉仪测向和测极化参数的影响，采用单元之间的比较方法，即考察单元之间的幅度和相位极化差异。针对本发明专利考察的双极化天线阵列结构，有6个天线端口，采用5个基线进行角度估计。这五个基线组合为：1_H至1_V、1_V至2_H、2_H至2_V、2_V至3_H和3_H至3_V。在信号对u_1H和u_1V比较中可得：

在信号对u_1V和u_2H比较中可得：

在信号对u_2V和u_2H比较中可得：

在信号对u_3H和u_2V比较中可得：

在信号对u_3V和u_3H比较中可得：

定义向量[ε]和[δ]分别为：

假设入射信号被阵列单元接收后，数字化后的信号电压经过处理后，得到向量[ε]和[δ]的估值分别为：

根据公式(27)和(29)，获得误差向量：

根据公式(28)和(30)，获得误差向量：

基于公式(30)和公式(34)，利用最小二乘法，可估计计算出入射信号的参数

实施例：

在图4所示的三维电磁仿真模型中，定义端口1至端口6分别为：1_H至1_V、1_V至2_H、2_H至2_V、2_V至3_H和3_H至3_V。天线单元的边长尺寸约为54毫米，整体高度约为86毫米，单元之间的间距约为173毫米，微波吸波材料的高度约为85毫米。六个天线端口的电压驻波比特性分别如图5所示，两个端口的隔离度如图6所示。由图可见，该天线在频率为1.5GHz～4GHz范围内的平均电压驻波比约为2，各个端口之间的隔离度均大于20dB，在3GHz至4GHz范围内，端口隔离度大于30dB，可以满足实际的超宽带双极化电子系统的应用要求。

为了表征该天线的辐射特性，在此分别给出在3GHz和4GHz时的天线阵列的辐射增益方向图和轴比方向图的仿真结果。由仿真结果可以看出，该天线在两个极化端口上均表现出宽波束方向图性能，增益随着频率的变化基本上保持稳定，方向图起伏性不大；在主波束范围内，辐射场的极化状态虽然较为稳定，但是各个空间点的极化状态不是相同的，因此必须采用全极化的空间数据校准和补偿，才能实现有效的测向算法。

基于上述设计的宽带双极化天线阵列的全波电磁仿真结果数据，利用本发明提出的干涉仪测向算法，进行数值仿真模拟，在此部分给出仿真结果。设定入射信号的角度为θ＝45度，度，极化参数为γ＝25度，η＝50度，在信噪比为15dB时，图11和图12分别给出了频率为3GHz和4GHz时，在θ＝45度和度切面上的幅度偏差和相位偏差的仿真结果，可以看出，在角度为θ＝45度， 度，极化参数为γ＝25度，η＝50度时，幅度和相位偏差均达到了最小，可以估计出目标的全部波达方向角参数。

在目标方向上，幅度和相位偏差随着极化参数的变化仿真结果如图8和图10所示，图9和图10分别为频率为3GHz和4GHz的情况，可以看出，在两个工作频点上，幅度和相位偏差均达到了最小，可以估计出目标的全部极化参数。

综上所述，本发明提出了一种基于背腔式双极化天线阵列的相位干涉仪及其测向方法，该方法考虑了实际天线阵列的单元耦合、单元之间的辐射特性不一致以及金属安装平台对双极化天线辐射性能的影响，能够同时实现对辐射源信号的二维波达方向和极化参数的测量，本发明适用于星载、机载、弹载以其他相关的无线电测向系统，具有更为全面的参数测量功能和平台的适应性。