专利名称：平面介质传输线和使用该传输线的集成电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于微波或毫米波段的平面介质传输线，本发明还涉及使用该介质传输线的集成电路。
微波和毫米波作为从300MHZ至300GHZ的极宽范围内的电磁波，用于各种雷达、远距离电话网络、电视广播中继站、卫星通信等，这类波在移动通讯领域也有广泛的应用。近来，对MMICS开发研究很活跃，在减小采用微波和毫米波范围的电磁波的设备尺寸方面也有进展，所以，微波和毫米波的使用范围得以扩宽。
至今，几种类型的传输线已大量地用于微波和毫米波范围，例如波导、同轴线、微带线、共平面传输线、开槽测试线等，这些传输线是通过介质基片上形成预定的电极来构成的。波导用于导体损耗应被抑制到较低电平处。同轴线被广泛用做设备之间的连接电缆。共平面传输线、微带线、开槽测试线等，因为它们易于连接，被大量用于形成电子部件例如IC间的连接。
如
图19所示，开槽测试线按如下方式构成，在具有预定厚度h400的介质基片423的顶表面上相一定间隔设置电极421a和421b。这在电极421a和421b之间形成具有预定宽度w400的槽424。在如上所述构成的开槽测试线中，电磁波构成具有与槽424的宽度平行的磁场E400的模式和与槽424的纵向平行的磁场H400，从而在槽424的纵向传播。
另外，除了上述传输线之外，还使用无辐射介质波导(NRD)。通过把的正方棱柱状介质部件设置在导体板之间，来构成NRD，并导致仅具有较低电平的导体损耗。
但是，上述传输线在微波和毫米波频段存在各种缺点。尺寸较大的波导不能减小尺寸和重量，并难于与电子部件例如IC，连接。另一方面，同轴线中，当频率高于由同轴线截面构形所决定的特定频率时产生不必要的高次模式，增大了导体损耗，导致传输线不能工作。为了避免这种问题，当在高达60GHZ的毫米波频带的频率使用传输线时，必须把同轴线直径减小至1mm左右，这导致制造困难。微带线、共平面传输线和开槽测试线的导体损耗极大。所以NRD传输线难以与电子部件例如IC连接。
因此，为了克服上述缺点，本发明的目的在于提供一种小的和便宜的平面介质传输线，能够容易地与电子部件例如IC等连接，并能使导体损耗抑制到低于传统的微带线、共平面传输带、开槽测试线等的导体损耗电平。
本发明的另一目的在于提供一种致密度和强度得以相当改善的集成电路。
为了实现上述目的，根据本发明的第一方案，提供一种平面介质传输线，包括介质基片，具有相互面对的第一和第二表面；第一槽，具有预定的宽度并位于第一和二电极之间，第一和第二电极形成于介质基片的第一表面，并相隔预定的空间相对设置；第二槽，具有与第一槽相同的宽度并位于第三和第四电极之间，与第一槽对置，第三和第四电极形成于介质基片的第二表面，并相隔预定的间隔相对设置；其特征在于，设定介质基片的介电常数和厚度，以使具有预定频率并在位于第一和第二槽之间的介质基片的传播区内传播的平面电磁波分别被邻近第一和第二槽的介质基片的第一和第二表面全反射。
根据本发明的第二方案，提供一种平面介质传输线，还包括第一导电板，与介质基片的第一表面相隔预定距离设置；第二导电板，与介质基片的第二表面相隔预定距离设置。
根据本发明的第三方案，提供一种平面介质传输线，其特征在于，在介质基片的第一表面与第一导电板之间和介质基片的第二表面与第二导电板之间加有介质，介质具有低于介基片的介电常数。
根据本发明的第四方案，提供一种集成电路，包括传输线和与传输线相连的高频器件，其特征在于传输线包括上述类型的平面介质传输线中的至少一种。
根据本发明第一方案的平面介质传输线中，在介质基片的传播区中，频率高于预定频率的电磁波被邻近第一槽的基片第一表面和邻近第二槽的基片第二表面全反射。另一方面，除传播区以外的位于第一和第二电极之间的基片其他部件衰减平面电磁波。所以，频率高于预定频率的高频信号在介质传输线中传播，同时聚集在传播区内及附近。
根据本发明第二方案的平面介质传输线，是通过在由本发明第一方案所完成的介质传输线中添加附加的第一和第二导电板来构成的。这在第一电极与第一导电板之间形成截止区，并在第二电极与第一导电板之间形成截止区，平面电磁波在这两个截止区内被衰减。在第三电极与第二导电板之间还形成另一个截止区，以便衰减平面电磁波。在第四电极与第二导电板之间还形成另一个截止区，以便衰减平面电磁波。这进一步避免了在上述平面介质传输线内传播的高频信号泄漏至外部，还可预防来自介质传输线外部的高频信号的不必要进入。
根据本发明第三方案的平面介质传输线中，是在根据本发明第二方案的平面介质传输线中添加下列特征。亦即，在介质基片的第一表面与第一导电板之间加有介质，在基片第二表面与第二导电板之间也加有另一介质。每个介质的介电常数均低于介质基片的介电常数。这使得基片第一表面与第一导电板之间的间隔以及基片第二表面与第二导电板之间的间隔可以减小，这使得整个平面介质传输线变薄。
根据本发明第四方案的集成电路包括传输线和与传输线连接的高频器件。该传输线包括至少一种上述类型的介质线。
图1是本发明第一实施例的平面介质传输线LN10的透视图；图2是沿图1的线A-A′的纵向剖面图；图3是介质负载波导传输线LN30的透视图，用于分别说明第一实施例和第二实施例的介质传输线LN10和LM20的工作；图4A是沿图3中线C-C′的剖面图，展示了入射角θ等于临界角θc、频率不低于临界频率fa时的电磁场分布；图4B是沿图3中线B-B′的剖面图，展示了频率不低于临界频率fa时的电磁场分布；图5是图3所示波导传输线LN30的介质基片33的介电常数εγ33取各值时，频率与相位常数β30的关系曲线图；图6是图3所示介质基片33地厚度t33取各值时，频率与相位常数β30的关系曲线图；图7是介质负载波导传输线LN30的介质基片33的临界频率fa与介电常数εγ33的关系曲线图；图8是介质负载波导会输线LN30的介质基片33的临界频率fa与厚度t33的关系曲线图；图9是第二实施例介质传输线LN20的介质基片23的介电常数εγ23取各值时，频率与相位常数β20的关系曲线图；图10是介质传输线LN20的槽24和25的宽度取各值时，频率与相位常数β20的关系曲线图；图11A是沿图3中线C-C′的剖面图，展示了频率高于临界频率fa时的电磁场分布；图11B是沿图3中线B-B′的纵向剖面图；展示了频率低于临界频率fa时的电磁场分布；图12是本发明第二实施例的介质传输线的介质传输线LN20的剖面图；图13是介质基片23的透视图，展示了频率低于第二实施例的介质传输线LN20的临界频率fa时的电磁场分布；图14是介质基片23的透视图，展示了频率不低于第二实施例的介质传输线LN20的临界频率fa时的电磁场分布；图15是第二实施例的两个平面介质传输线的剖面图，展示了当这两个平面介质传输线相互靠近设置时，频率不低于临界频率fa时的电场分布；图16是第二实施例的两个平面介质传输线的剖面图，展示了当这两个平面介质传输线相互靠近设置时，频率低于临界频率fa时的电场分布；图17是本发明的介质传输线的应用例的透视图；图18是沿图17的线E-E′剖面图19是传统的开槽测试线的透视图。
第一实施例结合附图详细说明本发明的第一实施例的平面介质传输线LN10。
图1中，介质基片23具有预定的厚度t23和预定的宽度W20。在介质基片23的顶表面上，相隔预定的间隔相互面对地设置电极21a和21b。按此布置，在电极21a和21b之间形成宽度为W的槽24。该槽位于介质基片23宽度的中央部位，并与基片23的纵向平行。而且，在介质基片23的底表面，相隔预定的间隔相互面对地设置电极22a和22b。按此布置，在电极22a和22b之间形成宽度同为W的槽25，以使槽25位于介质基片23宽度的中央部位，并与基片23的纵向平行。相互面对地形成槽24和25。介质基片23夹在槽24和25之间，用做传输区23c，在其中传输具有期望的传播频率fb的高频信号，下面将更加详细地说明。
在其上装有电极21a和21b的介质基片23的顶表面上，设置另一个具有与基片23有相同宽度W20和长度的介质基片26。在介质基片26的整个顶表面还装有电极28。而且，在其上装有电极22a和22b的介质基片23的底表面上，设置一个具有与介质基片23有相同宽度w20和长度的介质基片27。电极29位于介质基片27的整个底表面。
规定介质基片26的介电常数εγ26与介质基片27的介电常数εγ27相同。另一方面，规定介质基片23的介电常数εγ23大于介电常数εγ26和εγ27，下面将说明。
图2展示了以入射角θ射到槽24内的介质基片23的顶表面上并以等于入射角的反射角θ反射的平面电磁波pw23。槽24内的介质基片23的顶表面在介质基片23和26之间构成界面。在槽24内的介质基片23的顶表面反射的平面电磁波pw23以入射角θ入射到介质基片23的底表面，并以与入射角相同的反射角θ反射。槽25内的介质基片23的底表面在介质基片23和27之间构成界面。之后，电磁波pw23以横向电场(TE)模式在介质基片23的传播区23。
内传播，同时在槽24内的介质基片23的顶表面和槽25内的基片23的底表面上交替地重复反射。以TE模式传播的电磁波以下将称为“TE波”。
角度θ可采用平面电磁波pw23的传播常数k1和在介质基片纵向传播的TE波的相位常数β由下公式1来表达。
θ＝sin-1(β/k1)......公式1如果入射角θ大于由下列公式2表达的临界角θdc，则电磁波pw23在槽24内的介质基片23的顶表面和槽25内的基片23的底表面上全部反射，因而在基片23的传播区23c内的传播不会衰减。
θdc＝sin-1{√(εγ26/εγ23}
＝sin-1{√(εγ27/εγ23}......公式2另一方面，如果入射角θ小于临界角θdc，则电磁波pw23部分地透射入介质基片26或基片27，从而波pw23被衰减。
传播常数k由平面电磁波pw23的频率和介质基片23的介电常数εγ23决定。相位常β由电磁波pw23的频率、介质基片23介电常数εγ23和厚度t来确定。现在假设x、y、z轴已规定为如图2所示，TE波沿z轴传播并具有电场Ey的恒定y分量。通过介质基片23传播的平面波的传播常数k1可用介质基片23的介电常数εγ23由下列公式3表示。
k1＝k0√(εγ23)......公式3同样，通过介质基片26传播的平面波的传播常数k2可用介基片26的介电常数εγ26由下列公式4表示k2＝k0√(εγ26)......公式4其中，k0代表真空平面波的传播常数。由于在介质基片23中传播的平面波的相位常数β等于介质基片26的个位常数，因此下列公式可以成立β2＝k12－kx12＝k22－kx22......公式5
其中，kx1和kx2分别表示通过介质基片23和26传播的平面波的传播常数k1和k2的x分量。传播常数kx1和kx2之间的关系可用下列公式表示(1/kx1)tan{kx1·(t23/2)}－(1/kx2)tan(kx2·t26)＝0......公式6解出公式5和6即可求得传播常数kx1和kx2和相位常数β。
平面电磁波pw23的频率越低，入射角θ越小。因此，只要电磁波pw23的频率不低于临界频率fda，而且入射等于临界角θdc，波将通过介质基片23传播，并在槽24内的介质基片23的表面和槽25内的基片23的底表面上全反射。分别设定介质基片23的介电常数εγ23和厚度t23、基片26和27的介电常数εγ26和εγ27，以使传播频率fa不低于临界频率fda。换言之，分别设定介质基片23的介电常数εr23和厚度t23、基片26和27的介电常数εγ26和εγ27，以使具有传播频率fb的平面波在槽24内的介质基片23的顶表面和靠近槽25的基片23的表面上全反射。
在介质基片23上相互面对地形成的电极21a和22a构成了其截止频率高于TE波所的传输频率fb的平面平行波导。由此在介质基片23中形成TE波截止区23a。同样，相互面对地设置的电极21b和22b用做其截止频率高于TE波所的传输频率fb的平面平行波导。由此沿介质基片23宽度方向在与截止区23a相对的位置形成TE波截止区23b。
此外，电极21a和与其面对的电极28的部位构成平面平行波导。设定基片26的厚度t26，以使与通过平面平行波导的TW波的截止频率高于传输频率fb。因此，在介质基片26中形成TE波截止区26a。同样地，电极21b和与其面对的电极28的部位构成平面平行波导。在介质基片26与截止区26a面对的位置形成TE波截止区26b。另外，在介质基片27中由电极22a和电极29与其相互面对的位置确定平面平行波导。设定介质基片27的厚度t27，以使平面平行波导的TE波截止率高于传播频率fb。在介质基片27中形成TE截止区27a。同样地，在介质基片27内形成TE波截止区27b，使其位于相互面对的电极22b和电极29之间，位置与截止区27a相对。
在第一实施例的平面介质传输线LN10中，传播区定义为频率不低于临界频率fda的高频信号在槽24内介质基片23的顶表面和槽25内的基片23的底表面上交替地重复全反射的区域。另一方面，形成截止区23a、23b、26a、26b、27a和27b用来衰减高频信号。按此传输线LN10的构型，频率不低于临界频率fda的TE波按纵向通过介质传输线LN10的介质基片23传播，并聚集其电磁场能量于传播区23c之内及附近。
此外，由于平面介质传输线LN10包括介质基片23、26和27，所以可使在介质基片23、26和27中传播的电磁波波长小于真空内传播的波长。这还可以减小传输线LN10的宽度和厚度，由此可使其小于和轻于方形波导。
平面介质传输线LN10还包括装于介质基片23顶表面的电极21a和21b，以及底表面上的电极22a和22b。槽24和25的宽度W设置得较窄，以使其他类型的电子部件例如IC等能象已有技术的安装在开槽测试线中那样直接连接于电极21a和21b或电极22a和22b，使平面介质传输线LN10与其他类型的电子部件例如IC之间连接容易。
第二实施例图12是根据本发明第二实施例的平面介质传输线LN20的截面图。介质传输线LN20与介质传输线LN10不同之处在于，使用上下导电板41a和41b代替具有电极28和29的介质基片26和27。
在基片23的顶表面上，相互面对地设置电极21a和21b，形成槽24。而且，在介质基片23的底表面相互面对地设置电极22a和22b，形成槽25。上下导电板41a和41b相隔间距h41相互平行设置。具有槽24和25的介质基片23与上下导电板41a和41b平行设置。规定上导电板41a与基片23的顶表面之间的距离等于下导电板41b与基片23的底表面之间的距离。
介质传输线LN20中，介质基片23的介电常数εγ23确定如下。与第一实施例不同，在槽24内的基片23的顶表面上和槽24内的基片23的底表面上电磁波的反射发生于介质基片23与自由窨之间的界面。因此可以用自由空间的介电常数εγ＝1由公式7来表示临界角θcθc＝sin-1{√(1/εγ23)}......公式7所以，在此实施例的平面传输线LN20中，频率不低于临界频率fa的电磁波pw23以等于临界角θc的反射角θ传播，同时在槽24内的介质基片23的顶表面和槽25内的介质基片23的底表面上重复全反射。设定基片23的介电常数εγ23和厚度f23，以使传播频率fb不低于临界频率fa。
由相互对置的电极21a和上导电板41a确定平面平行波导。设定上下导电板41a和41b之间的间隔h41，以使上述平面平行波导的TE波的截止频率高于传播频率fb。位于相互面对的电极21a与上导电板41a之间的TE波截止区42a由此形成在夹在介质基片23与上导电板41a之间的部分自由空间中。同样，平面平行波导由相互对置的电极21g与上导电板41a确定。因此，电极21b与上导电板41a之间的TE波截止区42b形成的夹在介质基片23上导电板41a之间的部分自由空间中与截止区42a相对的位置。
如上所述，规定上导电板41a与介质基片23顶表面之间的距离等于下导电板41b与基片23底表面之间的距离。因此，具有高于传播频率fb的TE波截止频率的平面平行波导由相互对置的电极22a和下导电板41b确定。夹在电极22a和下导电板41b之间的TE波截止区43a由此形成在夹在介质基片23与下导电板41b之间的部分自由空间内。同样，夹在相互面对的电极22b和下导电板41b之间的TE波截止区43b由此限定在自由空间内与截止区43a相对的位置。
在平面介质传输线LN20中，构成传播区23c，其中，频率不低于临界频率fa的高频信号在介质基片23中传播，同时在槽24内基片23的顶表面和槽25内基片23的底表面上交替重复全反射。另一方面，在截止区23a、23b、42a、42b、43a和43b中高频信号衰减。按此构成，频率不低于临界频率fa的信号在平面介质传输线LN20中传播，同时其电磁能量聚集于传播区23c之内及附近。
第二实施例中，采用上下导电板41a和41b来代替第一实施例所用的介质基片26和27。这使介质传输线LN20比第一实施例的介质传输线LN10更易于构成，导致成本下降。
现在将详细说明第二实施例介质传输线LN20的工作原理。说明此传输线LN20以前，将首先说明工作类似于传输线LN20的介质负载波导LN30。
如图3所示，介质负载波导LN30包括具有内宽W36和内高H36的方形波导36、具有厚度t33和等于波导36的宽度W36的宽度的介质基片33。介质基片33设置在相应于方形波导36的高度的中央位置，以使其能与波导36的上下导电板平行。介质基片33的介电常数εγ33定为与第二实施例的介质基片23的介电常数εγ23相同。
频率不低于临界频率fa的高频信号输入图3所示波导传输线LN30并纵向于基片33内传播，同时聚集其电磁能量于基片33之内及附近。信号在波导36中传播时获得的电磁场分布如图4A和4B所示。图4A展示了电场E30和磁场H30沿图3线C-C′的截面图。图4B展示了电场E30和磁场H30沿图3线B-B′的截面图。图4A和4B清楚地展示了电场E30和磁场H30分布在介质基片33之内和附近。电场E30仅有基片33横向的分量，而磁场H30具有基片纵向的、即波导纵向向的分量和垂直于基片33顶表面或底表面的分量两者。
相反，图11A和11B展示了频率低于临界频率fa的高频信号输入介质负载波导传输线LN30时获得的电磁场分布。图114展示了电场E30和磁场H30沿图3线C-C′的截面图。图11B展示了电场E30和磁场H30沿图3线B-B′的纵向截面图。如图11A和11B所示，磁场H30分布得比图4A和4B所示的频率不低于临界频率fa的磁场更远离基片33，由图11A还可见，电场E30具有基片之外的分量。
图5是基片33的介电常数εγ33取2、5、9.3和24时，介质负载波导传输线LN30的频率与相位常数β30之间的关系曲线图。根据公式5和6计算图5所示各值。波导传输线LN30的结构参数设定如下(1)基片33的厚度t33＝0.33mm；(2)波导36的高度h36＝2.25mm。
图5展示较高频率导致较大相位常数β30，在相同频率的条件下，较大的介电常数εγ33使相位常数β30增大。
图6是表示当基片33的厚度t为0.1mm、0.33mm、0.5mm和1mm时波导传输线LN30的频率和相位常β30之间的关系的曲线图。图6所示各值是根据公式5和6计算的。波导传输线LN30的结构参数设定如下(1)基片的介电常数εγ33＝9.3；(2)波导36的内高h36＝2.25mm。
图6显示在相同频率的条件下，较大的基片33的厚度t33导致较大的相位常数β30。
对使用介质负载波导传输线LN30的情况计算入射角θ等于临界角θc时的临界频率fa。
图7是入射角θ等于临界角θc时的临界频率fa和基片33的介电常数εγ33之间的关系曲线图。波导传输线LN30的结构参数设定如下(1)基片33的厚度t33＝0.33mm；(2)波导36的内宽w36＝2.0mm(3)波导36的内高h36＝2.25mm。
如图7所示，基片33的介电常数εγ33较大将使临界频率fa降低。亦即，由介电常数εγ33较大的介质基片33，可使反射高频信号的最小传播频率fb降低。
图8是入射角θc时的临界频率fa和基片33的厚度t33之间的关系曲线图。波导传输线LN30的结构参数设定如下(1)基片33的介电常数εγ33＝9.3；(2)波导36的内宽w36＝2.0mm；(3)波导36的内高h36＝2.25mm；图8显示了基片33的厚度t33较大将使入射角θ等于临界角θc时的临界频率fa降低。亦即，通过增大基片33的厚度t33，可使全反射高频信号的最小传播频率fb降低。
基于上述波导传输线LN30的工作原理，现在将说明第二实施例的平面传输线LN20的工作。当介质传输线LN20的数设置如下时，由介质传输线LN30的临界频率fa计算介质传输线LN20的临界频率fa(1)基片23的厚度t23＝0.33mm；(2)基片23的宽度w23＝8mm；(3)槽24并25的宽度w＝2mm。
基片23的介电常数εγ23和t23分别设置得与基片33的介电常数εγ33和厚度t33相等。而且，基片23的槽24和25的宽度w设置得与波导36的内宽w相等。上下导电板41a和41b之间的间隔h41设置得与波导36的内高相当。
图9是基片23的介电常数εγ23取2、5、9.3和24时，介质传输线LN20的频率与相位常数ε之间的关系曲线图。根据有限元法计算图9所示各值。图9显示频率较大使相位常数βγ20增大，在相同频率的条件下介电常数εγ23较大使相位常数β20增大。
图10是当基片23的槽24和25的宽度w取0.5mm、1mm、2mm和3mm各值时，介质传输线LN20的频率和相位常数β20之间的关系曲线图。根据有限元法计算图10所示的各值。波导传输线LN20的结构参数设定如下(1)基片23的介电常数εγ23＝9.3；(2)基片23的宽度w20＝8mm；(3)上下导电板41a和41b之间的间隔h41＝2.25mm。
图10显示槽24和25的宽度w较大时，在相同频率的条件下使相位常数β20较小。
对第二实施例的介质传输线LN20的电磁场分布做进一步说明。图13展示了当频率低于临界频率fa的高频信号输入介质传输线LN20时，作为对比例的垂直于介质基片23的电磁场分布。图13中，省略了上下导电板41a和41b，仅显示了介质基片23。而且，在图13的垂直方向，电极21a和21b用阴影表示以便容易区别。正如从图13清楚可见，与图14所示的在频率不低于临界频率fa时所获得的电磁场分布相比，电场E20和磁场H20分布得更远于基片23之内和附近。
图14展示了当频率不低于临界、频率fa的高频信号输入介质传输线LN20时的电磁场分布。图14中，与图13一样，省略了上下导电板41a和41b，仅显示了介质基片23。而且，在图13的垂直方向，电极21a和21b用阴影表示以便容易区别。图14展示了电场E20和磁场H20仅聚集基片23d的传播区23c之内和附近。更具体地讲，可风频率不低于临界频率fa的高频信号被靠近槽24的基片23的顶表面和槽25附近的基片23的底表面全反射。
尽管以上仅对介质传输线LN20的工作做了讨论，但是第一实施例的介质传输线LN10的工作方式与传输线LN20类似。正如以上详细说明的那样，第一实施例的平面介质传输线LN10和第二实施例的传输线LN20均按与介质负载波导传输线LN30相同的方式工作，并用于传输频率不低于临界频率fa的高频信号。
本发明人采用图15所示模型观察电场分布，考察两个或多个平面介质传输线相互靠近设置时所进行的工作。以下将说明模型的结构和结果。在图15所示的模型中，在基片顶表面沿其宽度交替形成电极121a、121b、121c和121d及槽124a、124b和124c。更具体地讲，槽124a设置在电极121a和121b之间；槽124b位于电极121b和121c之间；槽124c设置在电极121c和121d之间。槽124a、124b和124c平行于基片23纵向形成，并具有相同宽度。电极121b和121c也有相同宽度。
电极122a和122b分别与电极121a和121b隔着基片123面对地安装于基123的底表面上。而且，电极122c和122d分别与电极121c和121d隔着基片123面对地设置。按此布置，槽125a、125b和125c分别与槽124a、124b和124c面对设置。基片123位于相互平行的上下导电板141a和141b之间，以使其能与它们平行设置。基片123顶表面与上导电板141a之间的距离可以等于基片123底表面与下导电板141b之间的距离。此外，上下导电板141a和141b按与第二实施例相同的方式相互隔开。由此构成相互平行的三个平面介质传输线。
图15展示了当频率不低于临界频率fa的高频信号在三个平面介质传输线中传输时所获得的电场E120。图15展示了各信号在基片123纵向传输而不相互干扰。图16展示了当频率低于临界频率fa的高频信号在三条传输线传输时所产生的电场E12。图16展现出高频信号受到电磁场耦合损害，亦即电磁场的干扰。
正如以上所详细说明的，在第一和第二实施例的各个平面介质传输线LN10和LN20中，频率不低于临界频率fa的高频信号在基片23靠近槽24的顶表面和槽25附近的基片23的底表面上全反射，从而信号能在传播的同时聚集其电磁场能量于基片23的传播区23c之内和其附近。为了进一步开发这些实例，可以沿基片23宽度相互平行地设置多个平面介质传输线，由此可以形成高集成度的电路。
第三实施例图17是应用本发明的平面介质传输线而制造的集成电路的透视图。此集成电路构成为具有多个介质传输线的普通方形介质基片323。具有预定形状的电极321安装在基片323顶表面，同时具有预定形状的电极322形成在基片323底表面上，电极321和322两者相互面对。所以，在介质基片323上形成平面介质传输线LN301、LN302、LN303和LN304，高带通滤波器310和偏置传输线307和308。在基片323顶表面上，电路另部件组合件305连接在介质传输线LN302与LN303之间，电路另部件组合件306连接在介质传输线LN301与偏置传输线307之间。传输线LN301和LN303的弯曲部件分别包括由窄槽形成的传输线部分301a和303a。这样可使介质传输线LN301和LN303弯曲，而无需把在传输线LN301和LN303通常使用的传播模式变为另一种模式。
现在说明高带通滤波器310。图18是沿图17的线E-E′剖面图。如图17和18所示，在基片323顶表面上形成直径相同的两个图形开口4c和4d。另一方面，在基片323底表面上形成两个圆形开口5c和5d，其尺寸与开口4c和4d的尺寸相同。开口4c和4d位于介质传输线LN303与LN304之间，以使它们能相隔预定间隔相互平行地设置。而且，开口4d和5d共轴地相互面对地设置。由此构型，两个形状相同的圆柱形谐振器形成区66和69设置在介质传输线LN303和LN304之间。是基片323一部分的谐振区66限定为具有基片323中的开口4c的表面67和基片323中的开口5c的表面68的圆柱形区。另一方面，是基片323一部分的谐振区69限定为具有基片323中的开口4d的表面70和基片323中的开口5d的表面71的圆柱形区。
基片323的介电常数和厚度以及开口4c、4d、5c和5d的直径确定成使用频率与谐振频率相同的调频信号激发谐振区66和69时产生标准波。另外，在除谐振区66和69太传播区即介质传输线LN301、LN302、LN303和LN304之外的其它区中，由电极321和322形成平面平行波导。基片323的介电常数和厚度的确定也应使平面平行波导的截止频率高于期望的谐振频率。按此布置，谐振区66及附近的自由空间、谐振区69及附近的自由空间分别构成TE010模式介电谐器。谐振区66和69相隔预定间隔而互相分开。以使介质传输线LN303和由谐振区66形成的TE010模式介质谐振器能感性耦合。设定介质传输线LN304与谐振区69之间的距离，以使介质传输线LN304与由谐振区69形成的TE010模式介质谐振器之间能感性耦合。
按此方式，通过介质传输线LN303和LN304之间的两个TE010模式介质谐振器的级联来构成高带能滤波器310。这使得通过介质传输线LN303的具有预定频率的高频信号经过两个TE010模式介质谐振器传输至传输线LN304。
改进实施例以下将说明本发明的改进实例。
第一实施例的平面介质传输线LN10包括介质基片26和27，而第二实施例的介质传输线LN20采用上下导电板41a和41b来形成。但是，这并不是唯一的，介质传输线可以仅使用设有槽24和25的介质基片23。此改进也可按与第一和第二实施例相同的方式来工作，并以较为简单的结构提供相同的优点。
如上所述，尽管第二实施例的介质传输线LN20采用上下导电板41a和41b，但本发明并不限于此。也可以代之以采用由上下导电板41a和41b及横向表面导体确定的方形波导来形成传输线。按此改进，还可与第一和第二实施例相同的方式来工作，并提供相同的优点。
在第二实施例的介质传输线LN20中，把上导电板41a与基片23的顶表面之间的距离确定为等于下导电板41b与基片23的底表面之间的距离。但是，这并不是唯一的，前者距离可以不同于后者距离。由以上改进获得的传输线仍可按与第一和第二实施例相同的方式工作，并可具有相同的优点。
而且，尽管介质基片26的介电常数εγ26确定为等于基片27的介电常数εγ27，但它们仍可互不相同。
由上述说明可以清楚地了解，本发明具有下列优点。
在根据本发明第一方案的平面介质传输线中，在介质基片的第一表面上形成具有预定宽度的第一槽，第二槽设置在基片的第二表面上，两个槽相互面对。这可以提供小的、便宜的平面介质传输线，可以使与电子部件如IC的连接更为容易，并把导体损耗抑制得低于微带线、共面传输线和开槽测试线。
通过在由本发明第一方案所完成的平面介质传输线中增加第一和第二导电板，来构成本发明第二方案的平面介质传输线。由此可以防止在上述介质传输线中传播的高频信号传播向外界的泄漏，并也可阻止来自介质传输线之外的高频信号的进入。
在根据本发明第三方案的平面介质传输线中，在由本发明第二方案所完成的介质传输线中增加以下特征。亦即，在介质基片第一表面与第一导电板之间充入介质，在基片第二表面与第二导电板之间设置另一介质，每介质的介电常数均小于介质基片。由此可使平面介质传输线做得较薄。
根据本发明的第四方案的集成电路包括传输线和与该传输线连接的高频信号。传输线包括由本发明第一至第三方案所完成的平面介质传输线中的至少一个。所以可构成集成度高的电路。
权利要求
1.一种平面介质传输线，包括介质基片，具有相互面对的第一和第二表面；第一槽，具有预定的宽度并位于第一和第二电极之间，所述第一和第二电极形成于所述介质基片的第一表面，并相隔预定的间隔相对设置，由此限定出所述第一槽；第二槽，具有与所述第一槽相同的宽度并位于第三和第四电极之间，所述第二槽与所述第一槽对置，所述第三和第四电极形成于所述介质基片的第二表面上，并相隔预定的间隔相对设置，由此限定出所述第二槽；其特征在于，设定所述介质基片的介电常数和厚度，以使具有至少一个预定频率并在位于所述第一和第二槽之间的所述介质基片的传播区内传播的平面电磁波分别被所述第一和第二槽内的所述介质基片的第一和第二表面反射。
2.根据权利要求1的平面介质传输线，包括第一导电板，与所述介质基片的第一表面相隔预定距离设置；第二导电板，与所述介质基片的第二表面相隔预定距离设置；
3.根据权利要求2的平面介质传输线，其特征在于，在所述介质基片的第一表面与第一导电板之间、所述介质基片的第二表面与所述第二导电板之间加有介质，所述介质具有低于所述介质基片的介电常数。
4.一种集成电路，包括传输线；高频器件，与所述传输线相连，所述传输线包括介质基片，具有相对设置的第一和第二表面；第一槽，具有预定的宽度并位于第一和第二电极之间，所述第一和第二电极形成于所述介质基片的第一表面上，并相隔预定的间隔相对设置，由此限定出所述第一槽；第二槽，具有与所述第一槽相同的宽度并位于第三和第四电极之间，所述第二槽与所述第一槽对置，所述第三和第四电极形成于所述介质基片的第二表面，并相隔预定的间隔相对设置，由此限定出所述第二槽；其特征在于，设定所述介质基片的介电常数和厚度，以使具有至少一个预定频率并在在位于所述第一和第二槽之间的所述介质基片的传播区内传播的平面电磁波分别被所述第一和第二槽内的所述介质基片的第一和第二表面全反射。
5.根据权利要求4的集成电路，其特征在于，所述传输线还包括第一导电板，与所述介质基片的第一表面相隔预定距离设置；第二导电板，与所述介质基片的第二表面相隔预定距离设置。
6.根据权利要求5的集成电路，其特征在于，在所述介质基片的第一表面与第一导电板之间、所述介质基片的第二表面与所述第二导电板之间加有介质，所述介质具有低于所述介质基片的介电常数。
全文摘要
一种较小且便宜的平面介质传输线，能容易地与电子部件如IC连接，导体损耗较小。该传输线包括有面对设置的第一和第二表面的介质基片。第一表面上的第一和第二电极间设有一定宽度的第一槽。第二表面上的第三和第四电极间设置宽度与第一槽相同的第二槽。第一和第二槽面对设置。设定介质基片的介电常数和厚度，使平面电磁波能在第一和第二槽间的基片传播区中传播，并在与第一槽相邻的第一表面和靠近第二槽的第二表面上全反射。
文档编号H01P3/16GK1144406SQ96107349
公开日1997年3月5日 申请日期1996年3月28日 优先权日1995年3月28日
发明者石川容平, 平敏朗, 山下贞夫, 饭尾宪一 申请人:株式会社村田制作所