和电流接受率;Iq(t)为上面求得的第j个顶层均衡电路实际工作电流基准;A lj为系数； [0033] 表示为：
[0034]
(4)
[0035] 由式(2)和(3 )，可以得到顶层和底层每个均衡电路所需的工作电流;主BMS单元将 采样得到的各顶层均衡电路实际工作电流，与上述计算得到的各顶层均衡电路所需的工作 电流基准进行比较及PI运算，并输出PWM控制顶层均衡电路工作。若顶层电路实际工作电流 小于所需的工作电流基准，则主BMS增大该均衡电路移相角，从而增大实际工作电流使其与 所需电流相等，反之亦然；同时，主BMS单元将各底层均衡电路所需的工作电流基准信息通 过CAN总线发送至各从BMS单元，从BMS再将基准发送给该底层均衡电路的PffM控制芯片，PWM 控制芯片将采样得到的底层均衡电路实际工作电流，与电流基准进行比较及PI运算，并输 出PWM控制底层均衡电路工作;若底层电路实际工作电流小于所需的工作电流，则PWM控制 芯片增大该均衡电路PWM信号的占空比，从而增大实际工作电流使其与所需电流相等，反之 亦然，直至该层均衡电路实际工作电流等于该均衡电路所需的工作电流；
[0036] 2)若电池在静置时，主BMS单元计算所有电池单体的SOC平均值，并以此作为均衡 基准以控制均衡电路，计算系统内各均衡电路所需的工作电流基准。
[0037]对顶层均衡电路，计算方法为：
[0038]
(5)
[0039] 其中ASOCf(t)为第i个电池包需要均衡的SOC值，即第i个电池包内电池的SOC平均 值与所有电池 SOC平均值之差;T为所需均衡时间，由电池容量以及不均衡程度限定。Icl(t) 为顶层均衡电路第i个绕组的所需的工作电流基准(〇〈i <m)
[0040] 对底层均衡电路，计算方法为：
[0041]
(6)
[0042] 其中ASOCi(t)为第i节电池需要均衡的SOC值，即第i节电池的SOC与所有电池 SOC 平均值之差。
[0043] 由式(5)和(6)，可以得到顶层和底层各均衡电路所需的工作电流，具体的控制过 程同步骤1);
[0044] 步骤c)当电池工作状态(如电池充放电电流、温度等)发生变化时，主BMS单元根据 采样情况实时更新电池电压、电流、温度参数，并重复步骤b)中的控制过程以调整各变换器 工作电流基准，保证电池始终处于均衡状态。
[0045] 本发明的有益效果如下：
[0046] 1、本发明可以实现不同电池包之间控制解耦，减少同时工作的均衡电路数量，降 低系统能量损耗，提高电池能量利用率。
[0047] 2、本发明可以避免均衡过程中对电池的反复充放电过程，提高电池健康状态，延 长电池使用寿命。
[0048] 3、本发明顶层电路拓扑采用变压器耦合结构，可以实现任意电池包之间能量自由 流动，灵活性强，变压器各侧电压近似相等，电路效率高。
[0049] 4、本发明对电池工作和静置时采用不同控制方式，在静置时根据SOC作为参考，保 证电池绝对均衡;在充放电过程中通过SOC变化率预测各电池间的不均衡趋势，提前进行均 衡动作，响应速度快，保证电池在工作中始终处于均衡状态。
[0050] 5、本发明可以降低均衡电路所需额定电流，从而减小电路工作时能量损耗，降低 系统所需成本。
[0051 ] 6、本发明直接针对电池 SOC进行控制，避免环境和电池工作状态对控制策略的影 响，均衡结果准确。
[0052] 7、本发明适用范围广，无论顶层还是底层均衡电路都可使用不同拓扑结构。
[0053] 8、本发明结构简单，均衡电路模块化程度高，顶层和底层均可独立工作，鲁棒性 强，维护成本低。
[0054] 9、本发明采用主从模式的数字化控制结构，充分利用已有的电池能量管理系统， 无需额外控制单元。
【附图说明】
[0055] 图I (a)是传统C2C均衡架构，图I (b)是传统C2P均衡架构。
[0056]图2是本发明的整体架构图。
[0057]图3是本发明的顶层架构图。
[0058]图4是本发明顶层均衡电路拓扑。
[0059]图5是本发明的底层架构图。
[0060]图6是基于双向Buck Boost变换器的底层均衡电路拓扑。
[0061 ]图7是本发明的控制方法框图。
[0062]图8是本发明的控制流程图。
[0063] 图9是本发明的架构和传统C2C架构均衡电路工作电流概率密度对比图。
[0064] 图10是本发明的控制方法和传统控制方法均衡电路工作电流对比图。
[0065] 图11是使用本发明的均衡架构和控制方法前后均衡效果对比图。
【具体实施方式】
[0066] 下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。
[0067] 实施例一：
[0068] 图2给出了基于串联电池组的分层均衡架构图。系统分为顶层和底层两级均衡结 构，底层采用C2C均衡架构，每相邻两个电池单体由一个均衡电路进行均衡，该电路的输入 输出端分别与两节相邻电池单体相连，具体电路拓扑可选用双向Buck Boost，双向Cuk，开 关电容等双向变换器。η个电池单体被分为m个电池包，每个电池包内有p个电池单体(p = n/ m，如有余数则四舍五入取整数）。在此基础上，每个电池包经过功率变换电路（如半桥、全 桥、推挽等拓扑）与多绕组变压器的一个绕组相连，从而与其它电池包耦合并进行能量传 递，组成多向多端口变换器，构成顶层均衡结构。每个电池包内均包含一个从BMS单元，整个 系统另有一个主BMS单元，主从BMS单元之间通过CAN总线连接并通信。各电池包内的从BMS 单元通过信号线与该电池包内的各电池单体以及底层均衡电路相连，主BMS单元通过信号 线与顶层均衡电路相连。
[0069] 图3给出了本发明顶层均衡结构详细框图，主BMS单元计算系统内所有均衡电路所 需要的工作电流，并且直接输出PWM信号控制顶层均衡电路工作。同时，主BMS单元将底层各 均衡电路所需的工作电流信息通过CAN总线发送至各电池包内的从BMS单元。各电池包所连 的功率变换电路通过多绕组变压器进行耦合，构成一个多向多端口变换器。在该变换器中， 能量能够通过变压器，在系统内任意两个电池包之间进行双向传递。当某个电池包通过变 压器绕组向其它电池包放电时，该电池包可被视为电压源;反之充电时，该电池包可被视为 负载。因此，该变换器可以实现灵活的功率大小及流向控制，并且由于各电池包内电池数量 基本相同，因此电池包端电压近似相等，所需变压器各绕组匝数之比可设计为1:1，从而变 换器能够保证高效率，有利于减小均衡过程中的能量损耗。变换器具体电路没有严格限制， 只需保证每个绕组所连功率变换拓扑保持一致，使得能量能够在对称的结构中双向流动即 可，半桥、全桥、推挽等拓扑均可在该场合使用。
[0070] 图5给出了本发明底层均衡结构详细框图，各电池包内的从BMS单元对各电池单体 进行监控，实时估算S0C，并通过CAN总线获取主BMS单元所发送的各底层均衡电路所需的工 作电流信息。每个底层均衡电路均由独立的PWM芯片进行控制，从BMS单元将电流基准信息 发送至P丽芯片。现有适用于C2C架构的均衡电路如双向Buck Boost、双向Cuk、开关电容等 拓扑均可应用于该架构中。
[0071] 实施例二：
[0072] 图4给出了本发明顶层均衡电路的拓扑结构。该电路基于移相半桥拓扑，第一开关 管Q1J和第二开关管Q ljKi = I，2, ···，!!〇串联构成一个桥臂，两个开关管各50%占空比互补 导通。第一谐振电容Cu与第二谐振电容Clji串联构成另一个桥臂。电感Lu*变压器漏感， 与变压器一个绕组串联接在两个桥臂中点。变压器各绕组通过磁芯与其它绕组耦合。当任 意两个电池包之间需要传递能量时，以第1个和第m个为例，主BMS发出PffM信号，使Q u和Qm」 之间呈一定移相角导通，根据移相角的不同则电流流向及大小相应变化，从而对两电池包 之间的均衡电流进行控制。移相角与电流的具体对应关系与传统移相半桥变换器一致，非 本发明重点，故此处不再赘述。